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1、(10)申请公布号 CN 102510253 A (43)申请公布日 2012.06.20 C N 1 0 2 5 1 0 2 5 3 A *CN102510253A* (21)申请号 201110346531.2 (22)申请日 2011.11.07 H02P 6/08(2006.01) (71)申请人江苏大学 地址 212013 江苏省镇江市京口区学府路 301号 (72)发明人朱熀秋 李衍超 刁小燕 李天博 张涛 (74)专利代理机构南京经纬专利商标代理有限 公司 32200 代理人楼高潮 (54) 发明名称 一种无轴承同步磁阻电机无传感器控制器及 其控制方法 (57) 摘要 本发明公开。
2、一种无轴承同步磁阻电机无传感 器控制器及其控制方法，由电流采样和转换单元、 最小二乘支持向量机预测模型、线性闭环控制器 和并联的两个扩展的电流滞环PWM逆变器组成； 由电流采样和转换单元采集输出电流，生成最小 二乘支持向量机预测模型的输入电流，最小二乘 支持向量机预测模型将输出的预测径向位移量和 转速量分别与给定参考值作差比较后作为线性闭 环控制器的输入信号，由线性闭环控制器产生的 悬浮力绕组和转矩绕组的控制电流分量输入到两 个电流滞环逆变器，分别产生系统的输入电流，使 得无轴承同步磁阻电机能够实现在全速范围内的 无传感器方式的稳定悬浮运行，并且具有很好的 抗干扰动性能和优良的鲁棒性。 (51。
3、)Int.Cl. 权利要求书2页 说明书7页 附图4页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 2 页 说明书 7 页 附图 4 页 1/2页 2 1.一种无轴承同步磁阻电机无传感器控制器，其特征是：由电流采样和转换单元（4）、 最小二乘支持向量机预测模型（5）、线性闭环控制器（6）和并联的第一、第二扩展的电流滞 环PWM逆变器（2、3）组成，线性闭环控制器（6）由1个转速控制器（63）和2个径向位置控 制器（61、62）组成，2个径向位置控制器（61、62）分别串接于第一扩展的电流滞环PWM逆变 器（2）之前，1个转速控制器（63）串接于第二扩展的电流滞环PW。
4、M逆变器（3）之前；第一、 第二扩展的电流滞环PWM逆变器（2、3）分别串接于无轴承同步磁阻电机（1）的悬浮力绕组 子系统（11）、转矩绕组子系统（12）之前；第一、第二扩展的电流滞环PWM逆变器（2、3）的输 出分别连接电流采集和转换单元（4）的输入，电流采集和转换单元（4）的输出连接最小二 乘支持向量机预测模型（5），最小二乘支持向量机预测模型（5）输出预测信号，预测信号分 别与无轴承同步磁阻电机（1）给定参考值比较后输入线性闭环控制器（6）。 2.根据权利要求1所述的一种无轴承同步磁阻电机无传感器控制器，其特征是：所述 电流采集和转换单元（4）由并联的第一路采集转换转矩绕组电流单元和第二。
5、路采集转换悬 浮力绕组单元组成，第一路采集转换转矩绕组电流单元由第一霍尔电流传感器（41）、第三 Clark变换（43）、第三Park变换（45）依次串接组成；第二路采集转换悬浮力绕组单元由第 二霍尔电流传感器（42）、第四Clark变换（44）、第四Park变换（46）依次串接组成；第一、第 二扩展的电流滞环PWM逆变器（2）的输出分别连接第一、第二霍尔电流传感器（41、42）。 3.根据权利要求1所述的一种无轴承同步磁阻电机无传感器控制器，其特征是：所述 支持向量机预测模型（5）由2个最小二乘支持向量机2阶预测模型（51、52）和1个最小二 乘支持向量机1阶预测模型（53）组成，是由内积函。
6、数定义的非线性变换将输入向量映射到 高维特征空间的模型，且由采集的系统输入输出数据处理后得到的原始训练样本集、并依 据最小二乘支持向量机的辨识学习能力对训练样本集进行离线训练得到。 4. 一种权利要求1所述的无轴承同步磁阻电机无传感器控制器的控制方法，其特征 是具有如下步骤： A、由第一扩展的电流滞环PWM逆变器（2）的输出电流i 1U ，i 1V ，i 1W 输入悬浮力绕组子系 统（11），作为三相悬浮力绕组子系统（11）的驱动控制电流，由第二扩展的电流滞环PWM逆 变器（3）的输出电流i 2U ，i 2V ，i 2W 输入转矩绕组子系统（12），作为三相转矩绕组子系统（12） 的驱动控制电。
7、流； B、由电流采样和转换单元（4）的第一、第二霍尔电流传感器（41、42）分别采集所述输 出电流i 1U ，i 1V ，i 1W 和i 2U ，i 2V ，i 2W ，生成最小二乘支持向量机预测模型（5）的输入电流i d ，i q ， i x ，i y ； C、最小二乘支持向量机预测模型（5）根据该输入电流i d ，i q ，i x ，i y 输出无轴承同步磁 阻电机（1）的预测转速量w 1 和预测径向位移量x 1 、y 1 ； D、最小二乘支持向量机预测模型（5）将输出的预测径向位移量x 1 、y 1 和预测转速量 1 分别与无轴承同步磁阻电机（1）的给定径向位移量x * 、y * 和给定。
8、转速量 * 作差比较，比较 结果作为线性闭环控制器（6）的输入信号； E、线性闭环控制器（6）根据比较结果产生悬浮力绕组的控制电流分量参考值i x * 和i y * 、 转矩绕组的控制电流分量参考值i d * 和i q * 这4个电流控制信号，将这4个电流信号输入 到第一、第二扩展的电流滞环逆变器（2、3），分别产生悬浮力绕组子系统（11）的输入电流 权 利 要 求 书CN 102510253 A 2/2页 3 、和、转矩绕组子系统（12）的输入电流、和，由转矩绕组子系统（12）输出 转速量w，由悬浮力绕组子系统（11）输出径向位移量x、y，实现对无轴承同步磁阻电机无传 感器控制。 权 利 要。
9、 求 书CN 102510253 A 1/7页 4 一种无轴承同步磁阻电机无传感器控制器及其控制方法 技术领域 0001 本发明属于电力传动控制设备的技术领域，是一种无轴承同步磁阻电机无传感器 控制器及其控制方法，对无轴承同步磁阻电机的无传感器运行进行高性能的稳定控制。 背景技术 0002 无轴承同步磁阻电机能满足现代工业对高速度、无润滑、无摩擦、免维修的高性能 驱动电机的要求，它是一种既具有磁轴承优良性能，又兼备同步磁阻电机特点的新型电机。 同传统无轴承电机相比，无轴承同步磁阻电机具有诸多优势：转子上省略了永磁体，也无励 磁绕组，结构简单，运行可靠，成本低，还因其可以实现很高的凸极比，从而同。
10、时具有高转矩 密度、快速动态响应、低转矩脉动、低损耗、高功率因数等优点，更加适合高速及高精度等特 殊应用领域。 0003 无轴承同步磁阻电机包括转矩绕组和悬浮力绕组两套绕组，无轴承同步磁阻电机 的控制系统由转矩控制系统和悬浮力控制系统两个子系统组成。对于转矩控制系统，转速 传感器要检测转子转速，与给定值进行比较后送入控制系统产生转矩命令电流。对于悬浮 力控制系统，位移传感器要得到转子位置检测值，与给定值进行比较后送入控制系统产生 悬浮力命令电流。传统的电机控制多采用传感器采集信息进行反馈比较控制，转速测量装 置多采用光电编码盘等机械式的速度传感器，转子位置测量装置通常采用电涡流传感器进 行检测。
11、，这些传感器增加了控制系统重量和成本，易受干扰，降低了系统可靠性，不便于安 装与维护，不适用于恶劣环境。而且当无轴承同步磁阻电机运行在高速、超高速状态下，机 械式传感器已不能满足系统性能要求。因此，无速度和无径向位移传感器技术成为解决这 一问题的有效手段。对无轴承同步磁阻电机的无传感器运行控制必将成为无轴承同步磁阻 电机研究的一个重要方面，但目前还未见对无轴承同步磁阻电机无速度传感器运行方面的 研究报道。 0004 无传感器控制就是利用电机绕组中容易测量的非位移、转速信息，配合以适当的 算法来获得位移、转速信息，实现无物理传感器的高性能控制。目前对于普通电机控制，已 有很多关于无传感器的研究方。
12、法：反电动势法、模型参考自适应法、扩展的卡尔曼滤波法、 高频谐波信号注入法等。反电动势法方法简单，但是很大程度上依赖于参数的精确度；基于 电压电流的模型参考自适应法因存在纯积分环节，辨识准确性差，且受定子电阻影响，低速 时不稳定；基于反电势的模型参考自适应法可解决纯积分问题，但速度过零点时辨识误差 大；基于瞬时无功模型的模型参考自适应法不受定子电阻影响，但速度给定为负阶跃时转 速不稳定；扩展的卡尔曼滤波法运用最小方差最优预测估计法削弱随机干扰和测量噪声， 但算法复杂，参数配置缺乏一定的标准，运算量很大；高频谐波信号注入法估计速度，可提 高其低速性能，但受电机负载影响较大。 发明内容 0005 。
13、本发明的目的是为了能实现无轴承同步磁阻电机的无传感器稳定控制，提高无轴 说 明 书CN 102510253 A 2/7页 5 承同步磁阻电机的工作性能，扩大无轴承同步磁阻电机的应用而提供一种结构简单、性能 优良的无轴承同步磁阻电机无传感器控制器，同时提供一种简单方便、快速准确的无轴承 同步磁阻电机无传感器控制器的控制方法。 0006 本发明无轴承同步磁阻电机无传感器控制器采用的技术方案是：由电流采样和转 换单元、最小二乘支持向量机预测模型、线性闭环控制器和并联的第一、第二扩展的电流滞 环PWM逆变器组成，线性闭环控制器由1个转速控制器和2个径向位置控制器组成，2个径 向位置控制器分别串接于第一。
14、扩展的电流滞环PWM逆变器之前，1个转速控制器串接于第 二扩展的电流滞环PWM逆变器之前；第一、第二扩展的电流滞环PWM逆变器分别串接于无 轴承同步磁阻电机的悬浮力绕组子系统、转矩绕组子系统之前；第一、第二扩展的电流滞环 PWM逆变器的输出分别连接电流采集和转换单元的输入，电流采集和转换单元的输出连接 最小二乘支持向量机预测模型，最小二乘支持向量机预测模型输出预测信号，预测信号分 别与无轴承同步磁阻电机给定参考值比较后输入线性闭环控制器。 0007 进一步地，所述的电流采集和转换单元由并联的第一路采集转换转矩绕组电流单 元和第二路采集转换悬浮力绕组单元组成，第一路采集转换转矩绕组电流单元由第一。
15、霍尔 电流传感器、第三Clark变换、第三Park变换依次串接组成；第二路采集转换悬浮力绕组单 元由第二霍尔电流传感器、第四Clark变换、第四Park变换依次串接组成；第一、第二扩展 的电流滞环PWM逆变器2的输出分别连接第一、第二霍尔电流传感器。 0008 所述支持向量机预测模型由2个最小二乘支持向量机2阶预测模型和1个最小二 乘支持向量机1阶预测模型组成，是由内积函数定义的非线性变换将输入向量映射到高维 特征空间的模型，且由采集的系统输入输出数据处理后得到的原始训练样本集、并依据最 小二乘支持向量机的辨识学习能力对训练样本集进行离线训练得到。 0009 本发明无轴承同步磁阻电机无传感器控。
16、制器的控制方法的技术方案是具有如下 步骤：A、由第一扩展的电流滞环PWM逆变器的输出电流i 1U ，i 1V ，i 1W 输入悬浮力绕组子系统， 作为三相悬浮力绕组子系统的驱动控制电流。由第二扩展的电流滞环PWM逆变器的输出电 流i 2U ，i 2V ，i 2W 输入转矩绕组子系统，作为三相转矩绕组子系统的驱动控制电流；B、由电流 采样和转换单元的第一、第二霍尔电流传感器分别采集所述输出电流i 1U ，i 1V ，i 1W 和i 2U ，i 2V ， i 2W ，生成最小二乘支持向量机预测模型的输入电流i d ，i q ，i x ，i y ；C、最小二乘支持向量机预 测模型根据该输入电流i d。
17、 ，i q ，i x ，i y 输出无轴承同步磁阻电机的预测转速量w 1 和预测径向 位移量x 1 、y 1 ；D、最小二乘支持向量机预测模型将输出的预测径向位移量x 1 、y 1 和预测转速 量 1 分别与无轴承同步磁阻电机的给定径向位移量x * 、y * 和给定转速量 * 作差比较，比 较结果作为线性闭环控制器的输入信号；E、线性闭环控制器根据比较结果产生悬浮力绕组 的控制电流分量参考值i x * 和i y * 、转矩绕组的控制电流分量参考值i d * 和i q * 4个电流控制信 号，将这4个电流信号输入到第一、第二扩展的电流滞环逆变器，分别产生悬浮力绕组子系 统的输入电流 、和，转矩绕。
18、 组子系统的输入电流、和，由转矩绕组子系统输出转速量w，由悬浮力绕组子系统 输出径向位移量x、y，实现对无轴承同步磁阻电机无传感器控制。 0010 本发明大大简化了控制系统，降低了控制系统成本，克服了传统有传感器运行方 式中存在的一系列缺点，而且简单方便、快速准确，使得无轴承同步磁阻电机能够实现在全 说 明 书CN 102510253 A 3/7页 6 速范围内稳定运行，并且具有很好的抗干扰动性能和优良的鲁棒性，实现无轴承同步磁阻 电机无传感器方式的稳定悬浮运行，其优点在于： 1无轴承同步磁阻电机既具有磁轴承的优良性能，又兼备同步磁阻电机的特点。同 传统无轴承电机相比，无轴承同步磁阻电机具有诸。
19、多优势：转子上省略了永磁体，也无励磁 绕组，结构简单，运行可靠，成本低，还因其可以实现很高的凸极比，从而同时具有高转矩密 度、快速动态响应、低转矩脉动、低损耗、高功率因数等优点，更加适合高速及高精度等特殊 应用领域。 0011 2无传感器技术简化了控制系统，降低了控制系统成本，克服了传统有传感器运 行方式中存在的一系列缺点，而且简单方便、快速准确，使得无轴承同步磁阻电机能够实现 在全速范围内稳定运行，并且具有很好的抗干扰性能和优良的鲁棒性。 0012 3. 利用最小二乘支持向量机理论，理论依据扎实清晰，克服了神经网络和模糊技 术的维数灾难、局部最小及过拟合等问题，性能明显优于神经网络。相比于支。
20、持向量机，最 小二乘支持向量机采用等式约束替代不等式约束，求解过程转化为线性问题，极大减少了 支持向量机中由于求解二次规划问题带来的计算复杂度。 0013 4利用最小二乘支持向量机实现无传感器技术，克服了其他方法的诸多缺点，比 如：反电动势法方法简单，但是很大程度上依赖于参数的精确度；基于电压电流的模型参 考自适应法因存在纯积分环节，辨识准确性差，且受定子电阻影响，低速时不稳定；基于反 电势的模型参考自适应法可解决纯积分问题，但速度过零点时辨识误差大；基于瞬时无功 模型的模型参考自适应法不受定子电阻影响，但速度给定为负阶跃时转速不稳定；扩展的 卡尔曼滤波法运用最小方差最优预测估计法削弱随机干扰。
21、和测量噪声，但算法复杂，参数 配置缺乏一定的标准，运算量很大；高频谐波信号注入法估计速度，可提高其低速性能，但 受电机负载影响较大。 附图说明 0014 下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步具体说明： 图1是无轴承同步磁阻电机总体控制结构框图； 图2是扩展的电流滞环PWM逆变器结构示意图； 图3是支持向量机原理结构示意图； 图4是最小二乘支持向量机预测模型5结构示意图； 图中：1.无轴承同步磁阻电机；2、3.第一、第二扩展的电流滞环PWM逆变器；4.电流采 样和转换单元；5.最小二乘支持向量机预测模型；6.线性闭环控制器；7.复合被控对象； 11.悬浮力绕组子系统；12.转矩绕组子系统；。
22、21.第一Park逆变换；22.第一Clark逆变 换；23.第一电流滞环PWM逆变器；31.第二Park逆变换；32.第二Clark逆变换；33.第二 电流滞环PWM逆变器；41.第一霍尔电流传感器；42.第二霍尔电流传感器；43.第三Clark 变换；44.第四Clark变换；45.第三Park变换；46.第四Park变换；51、52.最小二乘支 持向量机2阶预测模型；53.最小二乘支持向量机1阶预测模型；61、62.径向位置控制器； 63.转速控制器。 具体实施方式 说 明 书CN 102510253 A 4/7页 7 0015 如图1所示，本发明无轴承同步磁阻电机无传感器控制器由电流采。
23、样和转换单元 4、最小二乘支持向量机预测模型5、线性闭环控制器6和并联的第一、第二扩展的电流滞环 PWM逆变器2、3共同构成，其中，线性闭环控制器6由1个转速控制器63和2个径向位置控 制器61、62组成，2个径向位置控制器61、62分别串接在第一扩展的电流滞环PWM逆变器2 之前，1个转速控制器63串接在第二扩展的电流滞环PWM逆变器3之前。第一和第二两个 扩展的电流滞环PWM逆变器2、3和无轴承同步磁阻电机1共同组成复合被控对象7；无轴承 同步磁阻电机1由悬浮力绕组子系统11和转矩绕组子系统12组成。第一扩展的电流滞环 PWM逆变器2串接在无轴承同步磁阻电机1的悬浮力绕组子系统11之前，第。
24、二扩展的电流 滞环PWM逆变器3串接在转矩绕组子系统12之前。第一、第二扩展的电流滞环PWM逆变器 2、3的输出分别连接电流采集和转换单元4的输入，电流采集和转换单元4的输出连接最小 二乘支持向量机预测模型5，即将支持向量机预测模型5置于电流采样与转换单元4之前， 最小二乘支持向量机预测模型5输出预测信号，预测信号分别与给定参考值比较后输入线 性闭环控制器6。 0016 电流采集和转换单元4由并联的第一路采集转换转矩绕组电流单元和第二路采 集转换悬浮力绕组单元组成，这两路采集转换转矩绕组电流单元的输出分别连接最小二乘 支持向量机预测模型5。其中，第一路采集转换转矩绕组电流单元由第一霍尔电流传感。
25、器 41、第三Clark变换43、第三Park变换45依次串接组成；第二路采集转换悬浮力绕组单元 由第二霍尔电流传感器42、第四Clark变换44、第四Park变换46依次串接组成。第一扩展 的电流滞环PWM逆变器2的输出连接电流采集和转换单元4中的第一霍尔电流传感器41， 第二扩展的电流滞环PWM逆变器3的输出连接电流采集和转换单元4中的第一霍尔电流传 感器42。 0017 线性闭环控制器6可采用线性系统理论中的各种常用控制器设计方法如极点配 置、线性最优控制、PID控制、鲁棒控制等方法来设计。其中线性二次型最优控制器不仅能 够克服测量噪声，并能处理非线性干扰，是反馈系统设计的一种重要工具。。
26、在本发明中，1个 转速控制器63和2个径向位置控制器61、62均选用线性二次型最优控制理论设计控制器， 控制器的参数根据实际控制对象需进行调整。 0018 如图2所示，第一扩展的电流滞环PWM逆变器2由第一Park逆变换21、第一Clark 逆变换22和第一电流滞环PWM逆变器23依次串接组成，第二扩展的电流滞环PWM逆变器 3由第二Park逆变换31、第二Clark逆变换32和第二电流滞环PWM逆变器33依次串接组 成。 0019 如图3所示，支持向量机预测模型5是通过内积函数定义的非线性变换将输入 向量映射到一个高维特征空间的模型，通过采集系统输入、输出数据处理后得到原始训练 样本集，根据。
27、训练样本集，依据最小二乘支持向量机的辨识学习能力，对其进行离线训练 得到。支持向量机分类函数形式上类似于一个神经网络，输出是中间节点的线性组合，每 个中间节点对应一个支持向量，对于最小二乘支持向量机，它是采用最小二乘线性系统 作为损失函数，代替传统所采用的二次规划方法，对给定训练样本集，利用非 线性映射将输入空间映射为高维特征空间，再进行最优线性回归，对未知函数进行 回归估计可表达为：，式中， w为确定这个特征空间的权值向量，b为 说 明 书CN 102510253 A 5/7页 8 阈值（偏置量），这样构造的函数可使得对于样本集之外的输入x，也能精确地估计 出相应的输出y。最小二乘支持向量机。
28、定义优化问题为：，约束条 件为：，式中，优化目标函数J的第1、2项分别控制模型 的复杂程度和误差范围；为松弛因子，c为惩罚因子，引入拉格朗日函数求 解上述优化问题，即，把求解优化问题转 化为求解线性方程组问题。根据Karush- Kuhn-Tucker ( KKT)条件，只有一部分支持 向量系数a i 不为零，可以把非零系数对应的点称为支持向量，它们决定了最优拟合函数： ，这里为支持向量的内积，可见，最优拟合函数取决于支持向量 的内积。要解决非线性问题，可以通过非线性变化转化为另一个空间中的线性问题。只要 用满足Mercer条件的核函数代替最优拟合函数中的内积，就可以实现非线性最优拟 合：，从。
29、低维空间向高维空间的转换巧妙地利用了核函数，并没有增 加计算的复杂性。现在常用线性、多项式、RBF函数等核函数，本发明使用RBF函数作为核 函数，辨识效果好。 0020 如图4所示，最小二乘支持向量机预测模型5由2个最小二乘支持向量机2阶 预测模型51、52和1个最小二乘支持向量机1阶预测模型53组成，通过离线训练使最 小二乘支持向量机预测模型5实现复合被控对象7的预测输出功能。本发明将随机方 波信号作为激励信号输入系统，采集输入信号及输出响应 ，得到原始训练样本u 1 ,u 2 ,u 3 ,u 4， y 1 ,y 2 ,y 3 ，因为系统相对阶次为 ，所以要根据五点求导法对数据进行处理，求得。
30、转速的一阶导数和位 移的二阶导数，形成400组数据集 , , , , , , , ,u 1 ,u 2 ,u 3 ,u 4 ， 其中300组作为训练样本，其余100组作为测试数据；利用该训练样本集，分别对复合被控 对象7中悬浮力绕组子系统11和转矩绕组子系统12的3个输出量（1个转速量w、2个径 向位移量x、y）所对应的每个最小二乘支持向量机2阶预测模型51、52及最小二乘支持向 量机1阶预测模型53进行离线学习，从而获得相应的输入向量系数和阈值，其中上标 j表示原系统第j个输出对应的变量，下标i表示第i对训练样本；进而分别根据各个最小 二乘支持支持向量机2阶预测模型51、52及最小二乘支持支持。
31、向量机1阶预测模型53的 当前输入辨识出最小二乘支持向量机预测模型5的输出为，式 中为高斯核函数。 0021 如图1-4所示，上述无轴承同步磁阻电机无传感器控制器在对无轴承同步磁阻电 机1进行无传感器控制时，复合被控对象7以线性闭环控制器6输出的悬浮力绕组的控制 说 明 书CN 102510253 A 6/7页 9 电流分量参考值i x * 和i y * 、转矩绕组的控制电流分量参考值i d * 和i q * 这4个电流信号为其 输入，并以径向两个位移x和y，一个转速信号w为其输出，实现对无轴承同步磁阻电机无传 感器控制。其具体控制方法如下： 由转矩绕组子系统12输出转速量w，由悬浮力绕组子系。
32、统11输出径向位移量x、y。由 第一扩展的电流滞环PWM逆变器2的输出电流i 1U ，i 1V ，i 1W 输入悬浮力绕组子系统11，作为 三相悬浮力绕组子系统11的驱动控制电流。具体是：第一扩展的电流跟踪逆变器2以闭环 线性控制器6输出的悬浮力绕组的控制电流分量参考值i x * 和i y * 为其输入，经过第一Park 逆变换21后，输出第一Clark逆变换22的输入电流参考值和，第一Clark逆变换22 输出第一电流滞环PWM逆变器23的控制电流，和，再经过第一电流滞环PWM逆变器 23输出无轴承同步磁阻电机1的三相悬浮力绕组子系统11的驱动控制电流i 1U ，i 1V 和i 1W 。 由。
33、第二扩展的电流滞环PWM逆变器3的输出电流i 2U ，i 2V ，i 2W 输入转矩绕组子系统12，作为 三相转矩绕组子系统12的驱动控制电流。具体是：第二扩展的电流跟踪逆变器3以闭环线 性控制器6输出的转矩绕组的控制电流分量参考值i d * 和i q * 为其输入，经过第二Park逆变 换31后，输出第二Clark逆变换32的输入电流参考值和，第二Clark逆变换32输出 第二电流滞环PWM逆变器33的控制电流，和，再经过第二电流滞环PWM逆变器33 输出无轴承同步磁阻电机1的三相转矩绕组子系统12的驱动控制电流i 2U ，i 2V 和i 2W 。 0022 将最小二乘支持向量机预测模型5与。
34、电流采集和转换单元连接4构造信息反馈通 道，经过拟合预测得到系统输出，与给定参考值比较得到控制量。具体是：由电流采样和转 换单元4的第一、第二霍尔电流传感器41、42分别采集第一和第二两个扩展的电流滞环PWM 逆变器2、3的三相输出电流i 1U ，i 1V ，i 1W 和i 2U ，i 2V ，i 2W ，经电流采集和转换单元连接4输入到 最小二乘支持向量机预测模型5，即三相输出电流i 1U ，i 1V ，i 1W 和i 2U ，i 2V ，i 2W 处理后生成最小 二乘支持向量机预测模型5的输入电流i d ，i q ，i x ，i y ，其中电流采样和转换单元4的第一路 采集转换转矩绕组电流。
35、单元的输出和到最小二乘支持向量机预测模型5，第二路采集 转换悬浮力绕组电流单元的输出和也输入到最小二乘支持向量机预测模型5。最小二 乘支持向量机预测模型5根据该输入电流i d ，i q ，i x ，i y 输出无轴承同步磁阻电机1的预测 转速量w 1 和预测径向位移量x 1 、y 1 。将最小二乘支持向量机预测模型5输出的预测径向位 移量x 1 、y 1 和预测转速量 1 分别与无轴承同步磁阻电机1的给定径向位移量x * 、y * 和给定 转速量 * 参考值比较，比较结果作为线性闭环控制器6的输入信号。即转速控制器63以 给定转速量w*与最小二乘支持向量机预测模型5输出的预测转速量w 1 的差。
36、值为输入信号， 输出转矩绕组q轴上电流分量参考值和i d * ；2个径向位置控制器61、62以给定径向位移 量x*、y*与最小二乘支持向量机预测模型5输出的预测径向位移量x 1 、y 1 的差值为输入信 号，输出径向悬浮力绕组x和y轴上电流分量参考值和。然后线性闭环控制器6根据 比较结果产生悬浮力绕组的控制电流分量参考值i x * 和i y * 、转矩绕组的控制电流分量参考 值i d * 和i q * 4个电流控制信号，将这4个电流信号输入到第一、第二扩展的电流滞环逆变器 2、3，分别产生悬浮力绕组子系统11的输入电流、和，转矩绕组子系统12的输入电 说 明 书CN 102510253 A 7/7页 10 流、和，从而实现对无轴承同步磁阻电机无传感器控制。 0023 根据以上所述，便可以实现本发明。对本领域的技术人员在不背离本发明的精神 和保护范围的情况下做出的其它的变化和修改，仍包括在本发明保护范围之内。 说 明 书CN 102510253 A 10 1/4页 11 图1 说 明 书 附 图CN 102510253 A 11 2/4页 12 图2 说 明 书 附 图CN 102510253 A 12 3/4页 13 图3 说 明 书 附 图CN 102510253 A 13 4/4页 14 图4 说 明 书 附 图CN 102510253 A 14 。