振荡装置 技术领域 本发明涉及一种使用晶体振子的振荡装置， 是一种涉及到对晶体振子频率的经时 变化进行补偿的技术。
背景技术 晶体振子具有振荡频率随驱动时间的推移而偏移的性质。一方面， 市场上对晶体 ( 石英 ) 振荡器要求有极高的频率稳定性的应用正在增长， 但是在向应用中组装时， 作为晶 体振荡器一般为通常 OCXO。 OCXO 具有上述偏移较少的优点， 但是装置庞大， 电能消耗大。 因 此正在研究利用构成简单、 电能消耗少的 TCXO， 而 TCXO 具有振荡频率随驱动时间的推移振 荡频率偏移量大的缺点， 存在对于要求有高的频率稳定性的应用难以适用的课题。
专利文献 1 记载了一种在共用的晶体片 ( 石英片 ) 设置两对电极构成两个晶体振 子 ( 晶体共振子 )， 利用对应于温度变化而在两个晶体振子间出现频率差的现象进行振荡 频率的温度补偿的技术， 但是却没有记载其对频率经时变化的补偿。
专利文献 1 ： 日本特开 2001-292030 号公报
发明内容 本发明是鉴于这样的情况而完成的， 其目的在于提供一种振荡装置， 其对振荡频 率伴随晶体振子工作时间的经过的变化进行补偿而得到稳定的振荡频率。
本发明的振荡装置使用晶体振子， 其特征在于， 具备 ：
在晶体片设置第一电极而构成的第一晶体振子 ；
在晶体片设置第二电极而构成的第二晶体振子 ；
分别与这些第一晶体振子及第二晶体振子连接的第一振荡电路和第二振荡电 路；
频率差检测部， 其在设第一振荡电路的振荡频率为 f1、 设基准时间第一振荡电路 的振荡频率为 f1rz、 设第二振荡电路的振荡频率为 f2、 设基准时间第二振荡电路的振荡频 率为 f2rz 时， 求得差值 ΔF 的值， 其中， 该差值 ΔF 的值为与 f2 和 f2rz 的差对应的值和与 f1 和 f1rz 的差对应的值的差值 ( 求得与 f2 和 f2rz 的差对应的值和与对应于 f1 与 f1rz 的差的值的差值 ΔF 对应的值 ) ； 和
经时变化补偿用的修正值取得部， 其基于与由该频率差检测部检测出的上述差值 ΔF 对应的值和经时变化的修正系数， 取得基于时间从基准时间起经过的情况的 f1 的频率 修正值 ( 取得基于从基准时间起经过的时间的 f1 的频率修正值 )， 其中
上述经时变化的修正系数为 ： 相对于从基准时间起的工作时间的经过 ( 相对于从 基准时间起经过的工作时间 )， 第一振荡电路频率的变化量和第二振荡电路频率的变化量 的比率，
振荡装置的输出利用上述第一振荡电路的输出而生成 ；
基于由上述修正值取得部求得的上述频率修正值来修正上述输出频率的设定值。
下面， 列举本发明的具体构成例。 第一振荡电路的振荡频率 f1 为 n 次谐波， 第二振荡电路的振荡频率 f2 为基波的频率， 上述差值 ΔF 为
[(f2-f2rz)/f2rz]-[(f1-f1rz)/f1rz]。
另外， 其它具体例的特征在于， 上述经时变化的修正系数为在基准温度设定的值， 上述振荡装置具备 ：
对放置有上述第一晶体振子和上述第二晶体振子的气氛温度进行检测的温度检 测部 ； 和
温度补偿用计算部， 其在基准时间， 基于从基准温度起的温度变化量和相对于在 基准温度的上述差值 ΔF 的变动量的关系， 以及由上述温度检测部求得的气氛温度， 求出 因上述差值 ΔF 包含的温度变化所引起的变化量，
上述修正值取得部使用从上述差值 ΔF 减去由上述温度补偿用计算部计算出的 变化量的值来取得 f1 的频率修正值。
此外， 其它具体例的特征在于， 具备 ：
对放置有上述第一晶体振子和上述第二晶体振子的气氛温度进行检测的温度检测部 ； 和 温度补偿用的修正值取得部， 其基于与由该温度检测部检测出的温度对应的信号 和该信号与第一振荡电路的振荡频率 f1 的频率修正值的关系， 取得因环境温度偏离基准 温度而引起的 f1 的频率修正值，
基于由上述经时变化用的修正值取得部求得的上述频率修正值和由上述温度补 偿用的修正值取得部求得的上述频率修正值， 修正上述输出频率的设定值。
频率差检测部的特征在于， 具备 ： 脉冲生成部， 其生成上述 f1 和 f2 的差频率的脉 冲； DDS 电路部， 其按与所输入的直流电压的大小相应的频率， 输出信号值随着时间而反复 增加、 减少的频率信号 ； 闩锁电路， 其使从上述 DDS 电路部输出的频率信号被由上述脉冲生 成部生成的脉冲锁存 ； 环路滤波器， 其对被该闩锁电路锁存的信号值进行积分， 将其积分值 作为与上述差值对应的值输出 ； 和加法部， 其取出该环路滤波器的输出和与 f1rz 和 f2rz 的 差对应的值的差， 使其成为向上述 DDS 电路部输入的输入值。
第一晶体振子的晶体片和第二晶体振子的晶体片共用。
发明的效果
本发明在设第一振荡电路的振荡频率为 f1、 设在基准时间第一振荡电路的振荡 频率为 f1rz、 设第二振荡电路的振荡频率为 f2、 设在基准时间第二振荡电路的振荡频率为 f2rz 时， 则求出对应于与 f2 和 f2rz 的差对应的值和与 f1 和 f1rz 的差对应的值的差值 ΔF 的值 ( 即， 关于第一晶体振子的频率从基准时间起的变化量和关于第二晶体振子的频率从 基准时间起的变化量的差值 ΔF)。 而且， 将设相对于从基准时间起经过的时间， 第一晶体振 子频率的变化量和第二晶体振子频率的变化量的比率相同而使用此时的该比率作为经时 变化的修正系数， 基于与差值 ΔF 对应的值和经时变化的修正系数， 对用于生成振荡装置 的输出的晶体振子的频率取得修正值。因此， 由于对振荡频率随晶体振子工作时间的经过 的变化进行补偿， 因而可得到稳定的振荡频率。
附图说明
图 1 是表示用于本发明实施方式的概要说明的振荡频率的经时变化的示意性说明图 ； 图 2 是表示本发明实施方式的整体结构的框图 ；
图 3 是表示用于上述实施方式的控制电路部的结构的框图 ；
图 4 是表示频率差检测部的框图 ；
图 5 是表示频率差检测部的一部分输出的波形图 ；
图 6 是示意性表示含有频率差检测部的 DDS 电路部的环路未闭锁的状态的各部的 波形图 ；
图 7 是示意性表示含有频率差检测部的 DDS 电路部的环路未闭锁的状态的各部的 波形图 ；
图 8 是针对实际的装置， 上述环路的环路滤波器的输出波形图 ；
图 9 是表示第一～第三振荡电路的各频率 f1、 f2、 f3 和温度的关系的频率温度特 性图 ；
图 10 是表示分别将各频率 f1、 f2、 f3 归一化后的值和温度的关系的频率温度特性 图；
图 11 是表示将各频率归一化后的值的差和温度的关系的频率温度特性图 ；
图 12 是表示因包含于与 f1/3-f3 对应的值的、 温度变化引起的变动量和与温度检 测结果对应的值的关系的特性图 ；
图 13 是表示基于图 12 所示的特性图的横轴的值， 通过运算求出纵轴的值的运算 部的框图 ；
图 14 是表示老化修正值计算部的框图 ；
图 15 是表示因老化 ( 经时变化 ) 而使频率变化的情况的特性图 ；
图 16 是表示将 f1 归一化后的值和温度的关系以及将 f1 归一化后的值和将 f2 归 一化后的值的差和温度的关系的频率温度特性图 ；
图 17 是表示将图 16 的纵轴归一化后的值和频率修正值的关系的特性图。
符号说明
1～3： 第一～第三振荡电路
10 ～ 30 ： 第一～第三晶体振子
4、 5： 频率差检测部
41 ： 触发电路 ( 双稳态触发电路 )
42 ： 单触发电路 ( 单稳态触发电路 )
43 ： 闩锁电路
44 ： 环路滤波器
45 ： 加法部
46 ： DDS 电路部
6： 经时变化修正值计算部
7： 温度变动量计算部
8： 温度修正值计算部 100 ： 电压控制振荡器 200 ： 控制电路部具体实施方式
[ 发明的实施方式概要 ]
本实施方式的振荡装置是将使第一晶体振子振荡的第一振荡电路的振荡输出例 如用作控制电路的时钟的情况下， 若因第一晶体振子的经时变化而使时钟频率变化， 则控 制电路的工作偏离作为目的的工作。因此， 是对时钟频率的经时变化量 ( 因老化引起的频 率的变化量 ) 进行补偿的技术。在详细说明实施方式之前， 对该补偿的情况的概要进行极 为示意性的说明。在该示意性说明中所使用的数值是为了方便而使用的， 曲线 ( 图 ) 的倾 角等也是为了方便而使用的。
现在， 若将第一晶体振子的 3 次谐波 ( 泛频， 泛音 )( 设频率为 f1) 用作时钟， 设 t0 为基准时间， 则 3 次谐波的 1/3 频率的经时变化用图 1(a) 的下侧的曲线表示， 基准时间 t0 的 f1/3 为 900Hz。通过该实施方式想要知道的是， 例如使使用振荡装置之后 ( 驱动晶体振 子之后 ) 经过一定天数时 f1 相对于基准时间的频率偏离了多少。因此， 使用有别于第一晶 体振子的第二晶体振子， 利用该晶体振子的基波 ( 频率为 f2)。 基波频率的经时变化大于谐 波频率的经时变化， 另外两经时变化的比率恒定。 在该实施方式中着眼于这一点。 图 1(a) 上侧的曲线表示基波频率 f2 的经时变化， 基准时间 t0 的 f2 为 1000Hz。图 1(b) 将两频率的经时变化和基准时间 t0 一起表示， 距各 曲线的横轴的高度为频率的变化量。 即， 若设在基准时间谐波的频率为 f1re， 则 3 次谐波的 频率变化量为 f1re/3 和在某时刻的 f1/3 的差 (f1-f1re)/3。 另外， 若设基准时间的频率为 f2re， 则基波的频率变化量为 f2re 和在某时刻的 f2 的差 (f2-f2re)。
由 于 测 定 对 象 为 f1/3 和 f2 的 差 频 率， 在 基 准 时 间 的 各 频 率 f1re/3、 f2re 为 已 知 ( 在 该 例 中 为 900Hz、 1000Hz)， 因 而， 若 得 知 f2-f1/3 的 测 定 值， 则得知 (f2-f2re)-(f1-f1re)/3 ＝ ΔF( 参照图 1(b)) 的值。而且由于在各时刻看做 (f1-f1re)/3 相对于 (f2-f2re) 的比率 m 恒定， 该比率预先已经知道， 因而， 若得知 ΔF， 则能够求出最终 想要求出的 f1 的经时变化补偿量 1/3 的值 [ 〔f1-f1re)/3]。在图 1 的例中， 由于比率 m 为 4/9， 因而， 若在时刻 t1 的测定结果 ΔF 为 10Hz， 则可得知 (f1-f1re)/3 ＝ ΔF· m/(1-m) ＝ 8Hz。
此外， 在制造出晶体振子后开始通电的初期， 由于经过时间和上述频率变化量的 关系为非线性关系， 因而该关系在成为线性后的定时例如是将即将从厂商出货的定时作为 基准时间。
因此， 第一晶体振子的时钟即 3 次谐波的频率 f1 从 2700Hz 增加了 24Hz， 上述控制 电路的工作以使 24Hz 增加量相互抵消的方式进行控制例如对控制电压进行控制等。但是， 以上的说明是与求出图 1 所示的频率特性的环境温度和在时刻 t1 的环境温度相等的情况 相对应的。 若要求频率特性的环境温度为基准温度即例如为 25℃， 在时刻 t1 的环境温度为 27℃， 则 ΔF 中也含有基于温度变动的频率变化量。该情况下， 不能准确地求出基于 f1 的 经时变化的变动量。
因此， 在该实施方式中， 将第一晶体振子和第二晶体振子按后述的方式置于相同 的环境温度下， 使用测定该环境温度的温度检测部。 而且， 预先求出以基准温度进行归一化 后的归一化温度 ( 设基准温度为零时的温度 ) 和在基准时间的 ΔF 的关系， 基于该关系和 由温度检测部检测出的温度检测值， 求出基于包含于 ΔF 的温度变化的频率差变动量 ( 经 时变化修正时的温度变动量消除数据 )。具体而言， 若设图 1 的特性为基准温度的特性， 基 准时间下 27℃时第一晶体振子和第二晶体振子的频率分别为 1003Hz 及 901Hz， 则 f2 的特 性及 f1/3 的特性处于比图 1 所示的曲线分别高 3Hz 及 1Hz 的位置。因此， 原来在基准时间 f2re 和 f1re/3 的差不为零而是 2Hz， 上述 ΔF 中除基于经时变化的频率差外还包含基于温 度变化的 2Hz 量。因此， 使用从测定的 ΔF 中减去 2Hz 后的值， 并需要适用 (1) 式。
(f1-f1re)/3 ＝ ΔF·m/(1-m)… (1)
这样得到的 (f1-f1re)/3 的值为基于包含于 f1/3 的经时变化的可以说是真实的 频率变动量， 通过用该值 3 倍的值补偿第一振荡电路的输出频率， 可对基于第一振荡电路 输出频率的经时变化的频率变动量进行补偿。
但是， 在放置晶体振子的温度环境发生变动的情况下， 优选由温度检测部对温度 进行检测， 基于预先求出的、 温度 ( 例如对基准温度进行了归一化后的温度 ) 和第一晶体振 子的频率 ( 例如对基准温度的频率进行归一化后的温度 ) 的关系， 和温度检测值， 求出基于 包含于第一晶体振子的频率的温度变化的频率变动量。该情况下， 通过从第一晶体振子的 频率中减去上述的基于经时变化的频率变动量和基于温度变化的频率变动量 ( 根据变动 量的值的符号， 通过做加法 ) 能够稳定地得到作为目的的输出频率。 这种频率的补偿不限于对第一晶体振子的频率直接进行补偿， 而是例如在将第一 晶体振子的频率用作时钟的控制电路中， 也包含以消除频率变动量的方式调整控制电压 等。
此外， 本发明中的基于经时变化的频率变动量的补偿也可以用于 OCXO。
[ 发明的实施方式的详细说明 ]
下面， 对本发明实施方式的具体电路构成、 频率特性等进行说明。图 2 是表示本发 明的振荡装置实施方式整体的框图。 该振荡装置作为输出设定频率的频率信号的频率合成 器而构成， 其具备 ： 使用晶体振子的电压控制振荡器 100、 构成该电压控制振荡器 100 中的 PLL 的控制电路部 200、 进行输入到该控制电路部 200 的基准时钟的温度补偿及经时变化补 偿的信号补偿部。信号补偿部未添加符号， 其相当于图 1 的控制电路部 200 的左侧部分。
如图 3 所示， 该控制电路部 200 由相位频率比较部 205 对从 DDS(Direct Digital Synthesizer) 电路部 201 输出的基准 ( 参照用 ) 时钟和用分频器 204 对电压控制振荡器 100 的输出进行了分频的时钟的相位进行比较， 其比较结果即相位差通过未图示的电荷泵 进行模拟， 将模拟的信号输入到环路滤波器 206， 以使 PLL(Phase locked loop， 锁相环 ) 稳 定的方式进行控制。因此， 控制电路部 200 也可以称为 PLL 部。在此， DDS 电路部 201 将从 后述的第一振荡电路 1 输出的频率信号用作基准时钟， 输入用于输出作为目的的频率信号 的的频率数据 ( 数字值 )。
但是， 由于上述基准时钟的频率发生经时变化， 因而为了消除该经时变化量而通 过加法部 90 在输入到 DDS 电路部 201 的上述频率数据中加上与后述的频率修正值对应的 信号。通过修正输入到 DDS 电路部 201 的频率数据， 而消除基于基准时钟的经时特性变动
量的 DDS 电路部 201 输出频率的经时变动量， 其结果是， 相对于温度变动使参照用时钟的频 率稳定， 由此而使来自电压控制振荡器 100 的输出频率稳定。
信号补偿部具备经时变化补偿部和温度补偿部。 在图 2 中， 10 及 20 分别为第一晶 体振子、 第二晶体振子。这些晶体振子 10 及 20 用共用的晶体片 Xb 构成。即， 例如将长条 状的晶体片 Xb 的区域沿长度方向一分为二， 各分割区域 ( 振动区域 ) 的内表两面设置激励 用的电极。因此， 第一晶体振子 10 由第一分割区域和一对电极 11、 12 构成， 第二晶体振子 20 由第二分割区域和一对电极 11、 12 构成。因此， 可以将这些晶体振子 10 及 20 彼此热结 合。
第一晶体振子 10 与第一振荡电路 1 连接。第一晶体振子 10 使用基波为 28.2MHz 的晶体振子， 第一振荡电路 1 的输出例如为 3 次谐波 ( 高次谐波 )。第二晶体振子 20 与彼 此绝缘的第二振荡电路 2 及第三振荡电路 3 连接。第二晶体振子 20 使用基波为 26.5MHz 的晶体振子。这些第二振荡电路 2 及第三振荡电路 3 为确保彼此绝缘而在输入线的分支点 设有未图示的开关部， 其以在切换到一接点时使第二晶体振子 20 的激励电极与第二振荡 电路 2 连接， 在切换到另一接点时使第二晶体振子 20 的激励电极与第三振荡电路 3 连接的 方式构成。因此， 通过在一接点和另一接点之间交互切换， 将第二晶体振子 20 的基波 (f2) 作为分时数据从第二振荡电路 2 取出， 再将第二晶体振子 20 的 3 次谐波 (f3) 作为分时数 据从第三振荡电路 3 取出， 从而可进行后级的信号处理。 第一振荡电路 1 及第三振荡电路 3 的输出既可以是 3 次以外的谐波， 也可以是基 波。在得到谐波的输出的情况下， 例如也可以在由晶体振子和放大器构成的振荡环路内设 置有与谐波调谐的电路， 通过谐波使振荡环路产生振荡。 或者用基波使振荡环路振荡， 在振 荡级的后级例如科耳皮兹电路的一部分即放大器的后级设置有 C 级放大器， 通过该 C 级放 大器使基波不发生变形， 同时 C 级放大器的后级设置有与谐波调谐的调谐电路， 其结果是， 也可以从振荡电路 1、 2 的任一个输出例如 3 次谐波的振荡频率。
在此， 出于方便， 而设从第一振荡电路 1 输出频率 f1 的频率信号， 从第二振荡电路 2 输出频率 f2 的频率信号， 从第三振荡电路 3 输出频率 f3 的频率信号， 这样， 将频率 f1 的 频率信号作为基准时钟供给到上述控制电路部 200。在本发明中， 频率为 f1 的频率信号用 于振荡装置的输出， 而所谓 “利用” 是在该例中作为图 2 所示的控制电路部 200 的时钟使用 的意思。但是， 不限于这样的方式， 而是例如在将普通的 TCXO 即晶体振动和使该晶体振子 振荡的振荡电路组合的振荡装置中， 也包含第一晶体振子及第一振荡电路分别相当于这些 晶体振子及振荡电路的情况， 在这两种情况下， 频率 f1 的频率信号就是输出自身。
频率 f1 及频率 f2 分别与上述实施方式的概要说明中的 f1、 f2 对应。因此， 第一 晶体振子 10 及第一振荡电路 1 和第二晶体振子 20 及第二振荡电路 2 用于测定频率 f1 的 经时变化 ( 因驱动第一晶体振子 10 而偏离基准时间的频率变化的状态 )。
另一方面， 第一晶体振子 10 及第一振荡电路 1 和第三晶体振子 30 及第三振荡电 路 3 具有温度检测部的一部分作用。这一点将在以后说明， 但是， 由于在与频率 f1 和 f3 的 差对应的值和温度之间存在规定的关系， 因而， 能够通过测定该差来检测温度。 而且该温度 的检测结果的用途之一是如在实施方式的概要说明项目中所述， 用于基于该温度检测值来 检测包含于 f2-f1/3 的温度变动量。另外， 温度检测结果的另一用途是， 用于检测包含于从 第一振荡电路 1 输出的频率信号的频率 f1 的温度变动量。 因此， 在该例中， 从第一振荡电路
1 输出的频率信号起着作为用于驱动振荡装置的时钟输出部的作用， 除此之外， 还兼具温度 检测的作用。
返回到对频率 f1 的经时变化进行补偿的部分来进行说明， 图 2 中， 4 为频率差检 测部。在第一振荡电路 1 的输出端和频率差检测部 4 的输入端之间设有分频比为 1/3 的分 频电路 13， 来自第一振荡电路 1 的频率信号的频率 f1 被分频为 1/3 而输入到频率差检测 部 4。频率差检测部 4 用概略的说法表示， 就是用于获得 f1/3 和 f2 的差与 Δfre 的差即 ΔF ＝ f2-f1/3-Δfre 的电路部。Δfre 是在基准时间基准温度例如在 25℃的 f2(f2re) 和 f1/3(f1re/3) 的差。
本发明通过由频率差检测部 4 来计算与 f2 和 f1/3 的差对应的值、 和与基准温度 例如在 25℃的 f2 和 f1/3 的差对应的值的差即 ΔF 而构成。 在本实施方式的情况 ( 图 4 的情 况 ) 下， 更具体地说， 由频率差检测部 4 得到的值为 [(f2-f1/3)/(f1/3)]-[(f2re-f1re/3)/ (f1re/3)]。但是附图上对频率差检测部 4 的输出表示进行了略记。
该值与图 1 所示的 ΔF 对应。即， 在本发明实施方式的概要项目中为了进行示意 性说明， ΔF 是为了求出用于对 f1 的经时变化进行补偿的补偿值的值。而且取代 ΔF 而使 用 [(f2-f1/3)/(f1/3)]-[(f2re-f1re/3)/(f1re/3)] 的值， 例如如使用图 1(b) 的曲线所述 的那样， 进行 (f1-f1re)/3 ＝ ΔF·m/(1-m) 这一运算求出补偿值也能够对 f1 的经时变化 进行补偿。从频率检测部 4 得到的值例如为 34 比特的值， 通过利用这一数字值来修正 DDS 电路部 201 的频率数据， 而得到与上述的示意性说明相同的补偿作用。
此外， 设频率差检测部 4 是计算 ΔF ＝ f2-f1/3-Δfre 的电路部也可得到本发明 的效果， 这一点不会改变。
图 4 表示频率差检测部 4 的具体例。41 为触发电路 〔F/F 电路 )， 向该触发电路 41 的一输入端输入来自第一振荡电路 1 的频率为 f/3 的频率信号， 向另一输入端输入来自第 二振荡电路 2 的频率为 f2 的频率信号， 利用来自第一振荡电路 1 的频率为 f1/3 的频率信 号来锁存来自第二振荡电路 2 的频率为 f2 的频率信号。下面， 为避免冗长的记载， 而采用 f1、 f2 表示频率或者频率信号自身的做法。触发电路 41 输出与 f1/3 和 f2 的频率差对应 的值即保持 (f2-f1/3)/(f1/3) 频率的信号。
触发电路 41 的后级设有单触发电路 42， 在单触发电路 42 中， 通过从触发电路 41 得到的脉冲信号的升高而输出单触发脉冲。图 5(a) ～ (d) 是表示此前一系列的信号的时 间图。
单触发电路 42 的后级设有 PLL(Phase Locked Loop， 锁相环 )， 该 PLL 由闩锁电路 43、 具有积分功能的环路滤波器 44、 加法部 45 及 DDS 电路部 46 构成。闩锁电路 43 用于将 从 DDS 电路部 46 输出的锯齿形波由从单触发电路 42 输出的脉冲锁存， 闩锁电路 43 的输出 是输出上述脉冲的定时中的上述锯齿形波的信号电平。环路滤波器 44 对该信号电平即直 流电压进行积分， 加法部 45 对该直流电压和与 Δfre 对应的直流电压进行加法运算。将与 Δfre 的对应的与直流电压对应的数据存储于图 2 所示的存储器 30。
在该例中， 加法部 45 的符号是， 与 Δfre 对应的直流电压的输入侧为 “+” ， 环路滤 波器 44 的输出电压的输入侧为 “-” 。向 DDS 电路部 46 输入经由加法部 45 计算的直流电 压， 即输入从与 Δfre 对应的直流电压中减去环路滤波器 44 的输出电压后的电压， 输出与 该电压值相应的频率的锯齿形波。为了便于理解 PLL 的工作而在图 6 上极为示意性地表示了各部输出的情况。在调试装置时， 将与 Δfre 对应的直流电压通过加法部 45 输入到 DDS 电路部 46， 若设 Δfre 例如为 5MHz， 则从 DDL36 输出与该频率对应的频率的锯齿形波。
上述锯齿形波通过闩锁电路 43 并按与 (f2-f1/3) 对应的频率的脉冲锁存， 若 (f2-f1/3) 例如为 5.1MHz， 则由于锁存用的脉冲的周期比锯齿形波短， 因而如图 6(a) 所示， 锯齿形波的闩锁点逐渐下降， 闩锁电路 43 的输出及环路滤波器 44 的输出如图 6(b)、 (c) 所示在一侧逐渐下降。由于加法部 45 的环路滤波器 44 的输出侧的符号为 “-” ， 因而， 使从 加法部 45 输入到 DDS 电路部 46 的直流电压上升。因此使从 DDS 电路部 46 输出的锯齿形 波的频率变高， 在向 DDS 电路部 46 输入与 5.1MHz 对应的直流电压时， 锯齿形波的频率达 到 5.1MHz， 如图 7(a) ～ (c) 所示被 PLL 锁住。此时， 从环路滤波器 44 输出的直流电压为 与 Δfre-(f2-f1/3) ＝ -0.1MHz 对应的值。即环路滤波器 44 的积分值能够从 5MHz 变为 5.1MHz 相当于锯齿形波发生变化时的 0.1MHz 的变化量的积分值。此外， 5MHz 及 5.1MHz 是 为了便于说明的数值。
在此， 作为频率差检测部除频率差检测部 4 之外， 还设置有频率差检测部 5 作为用 于进行温度补偿的一部分功能， 因此， 出于补充频率差检测部的工作说明的观点， 对 Δfre 一方比 (f2-f1/3) 大的情况的工作一并进行说明。该情况下， 设例如 Δfre 为 5.1MHz， (f2-f1/3) 为 5MHz。由于锁存用的脉冲的周期比锯齿形波长， 因而， 如图 6(a) 所示的闩锁 点逐渐变高， 与此同时， 也使闩锁电路 43 的输出及环路滤波器 44 的输出上升。由于因此而 使加法部 45 减去的值变大， 因而锯齿形波的频率逐渐下降， 不久， 在达到与 (f2-f1/3) 相同 的 5MHz 时， PLL 被锁闭。此时， 从环路滤波器 44 输出的直流电压成为与 Δfre-(f2-f1/3) ＝ 0.1MHz 对应的值。
图 8 为实测数据， 在该例中， 在时刻 t0， PLL 被锁闭。实际上频率差检测部 4 的输出即如图 4 所示的平均化电路 47 的输出为用 34 比特的数字值表示 [(f2-f1/3)/ (f1/3)]-[(f2re-f1re/3)/(f1re/3)] 这一值的值。
另外， 由于在触发电路 41 中 f2 被 f1/3 锁闭的工作为非同步， 因而亚稳度 ( 在用 时钟的边缘对输入数据进行锁存时， 锁存的边缘前后需要在一定时间保持输入数据， 通过 时钟和输入数据几乎同时发生变化使输出成为不稳定的状态 ) 等的不定区间也可能产生， 环路滤波器 44 的输出中有可能含有瞬时误差。由于在上述的 PLL 中将环路滤波器 44 的输 出用作与温度对应的值即 Δfre 和 (f2-f1/3) 的差， 在因而环路滤波器 44 的输出侧设有在 预先设定的时间求出输入值的移动平均的平均化电路 47， 即使产生上述瞬时误差也将被取 出。通过设置平均化电路 47， 最终可高精度获取频率偏移信息。将从 PLL 的环路滤波器 44 经由平均化电路 47 取出的信息输入到经时变化修正值运算部 6。
下面， 对来自第一振荡电路 1 的频率信号的频率 f1 和来自第三振荡电路 3 的频率 信号的频率 f3 的方面加以说明。 此外， 设来自第三振荡电路 3 的频率信号及其频率都用 f3 表示。图 2 中， 5 为频率差检测部， 频率差检测部 5 若用简单的说法， 就是用于获得 f1 和 f3 的差和 Δfrt 的差， 即 ΔF’ ＝ f3-f1-Δfrt 的电路部。此外， 更准确地说， 与频率差检测部 4 同样 ΔF’ 就是 [(f1-f1rt)/f1rt]-[(f3-f3rt)/f3rt]。
Δfrt 是基准温度例如为 25℃时 f3 和 f1 的差。如图 4 所示， 频率差检测部 5 为 与上述频率差检测部 4 相同的构成， 符号 51 ～ 57 表示的是分别相当于符号 41 ～ 47 所示 的部位。此外， 在求出上述的 ΔF 和 ΔF’ 时， 也可以使用共用的频率差检测部 (4 或者 5)切换信号进行运算。
由频率差检测部 5 得到的频率偏移信息在该例中 Δfrt-(f3-f1) 与、 温度检测值 对应。即， Δfrt-(f3-f1) 随温度而变化， 另外， 由频率差检测部 4 求出的 Δfre-(f2-f1/3) 也随温度而变化。因此， 分别由频率差检测部 4、 5 得到的 ΔF、 ΔF’ 保持一定的关系。即， 由于 ΔF 相对于温度按规定的关系变动， 因而将 ΔF’ 看作是温度检测值， 预先以温度为介 质求出 ΔF 和 ΔF’ 的关系， 如在实施方式的概要中说明的那样， 根据 ΔF’ 的值求出包含于 ΔF 的温度变动量。进行这种运算的部分就是温度变动量计算部 7。
在说明温度变动量计算部 7 之前， 参照图 9 ～图 12 来说明 ΔF’ 和 ΔF 包含的温度 变动量。图 9 是表示将 f1、 f2 及 f3 按基准温度进行归一化， 温度和频率的关系的特性图。 此处所谓的归一化是指例如设 25℃为基准温度， 对温度和频率的关系是设基准温度时的频 率为零， 求出频率偏离基准温度时的频率的频率偏移量和温度的关系。若将在 25℃时的第 一～第三振荡电路 1 ～ 3 的频率分别设为 f1r、 f2r 及 f3r， 即， 设 25℃时的 f1、 f2、 f3 的值 分别为 f1r、 f2r、 f3r， 则图 9 纵轴的值为 (f1-f1r)、 (f2-f2r) 及 (f3-f3r)。
另外， 图 10 是关于图 9 所示的各温度的频率， 表示相对于基准温度 (25℃ ) 时的频 率的变化率。因此， 图 10 纵轴的值为 (f1-f1r)/f1r、 (f2-f2r)/f2r 及 (f3-f3r)/f3r， 设这 些值分别用 OSC1、 OSC2 及 OSC3 表示。此外， 图 10 纵轴的值的单位为 ppm。 在此返回到频率差检测部 4 的说明， 如上所述， 在本实施方式中， 频率差检测 部 4 不 是 (f2-f2re)-(f1/3-f1re/3) ＝ f2-f1/3-Δfr 本 身 的，而 是 将 [(f2-f1/3)/ (f1/3)]-[(f2re-f1re/3)/(f1re/3)] 作为运算值。 而且， 表示用 34 比特代表该运算值的数 字值和温度的关系的特性曲线实质上与表示 OSC2-OSC1 和温度的关系的特性曲线相同。因 此， 频率差检测部 4 能够进行求 OSC2-OSC1 的运算。即， 表示各频率按多大的比率偏离基准 温度的比率值是求出 f2 的比率和 f1 的比率的差。由于向闩锁电路 43 输入与 (f2-f1/3) 对应的频率信号， 向 PLL 环路中输入锯齿形波， 因而， 能够以进行这样的计算的方式组装电 路。若频率差检测部 4 的输出为 34 比特的数字值， 则例如每 1 比特分配 0.058(ppb) 的值， OSC2-OSC1 的值得到 0.058(ppb) 以下的精度。此外， 能够将每 1 比特设定为 0.058(ppb) 的 值的根据是基于后述的 (2) ～ (4) 式。
图 11 表 示 (OSC2-OSC1) 和 温 度 的 关 系 及 (OSC3-OSC1) 和 温 度 的 关 系。 (OSC2-OSC1) 相对于温度脱离直线， 换言之， 其直线性差， 而 (OSC3-OSC1) 相对于温度直线 性好。其原因在于， f3、 f1 都是谐波， 本发明的发明人掌握了该差和温度保持良好的比例 关系的情况。因此， 将 (OSC3-OSC1) 用作温度检测值。图 12 中， 横轴采用温度检测值即 (OSC3-OSC1) 的值， 纵轴采用 (OSC2-OSC1) 的值。 具体而言， 为了抑制温度检测值的比特数， 横轴采用对温度检测值进行了归一化后的值。 例如确定将振荡装置用于实际的上限温度及 下限温度， 设上限温度时的 (OSC3-OSC1) 的值为十 1， 设下限温度时的 (OSC3-OSC1) 的值为 一 1。
在该例中， 将图 12 的线设为曲线， 通过最小二乘法推导出 9 次多项近似式系数。 而 且将多项近似式系数预先保存在包含于温度变动量计算部 7 的存储器， 温度变动量计算部 7 使用这些多项近似式系数进行 (2) 式的运算处理。
Y ＝ P1·X9 十 P2·X8 十 P3·X7 十 P4·X6 十 P5·X5 十 P6 4 3 2
·X +P7·X +P8·X +P9·X…… (2)
(1) 式中 X 为频率差检测信息， Y 为修正数据， P1 ～ P9 为多项近似式系数。
在此， X 为由图 1 所示的频率差检测部 5 得到的值， 即由图 4 所示的平均化电路 57 得到的值 (OSC3-OSC1)。
图 13 表示用于使温度差变动量计算部 7 执行运算的框图之一例。图 13 中， 401 ～ 409 为进行 (2) 式的各项运算的运算部， 400 为加法部， 410 为进行舍入处理的电路。此外， 也可以温度变动量计算部 7 例如使用 1 个乘法部， 由该乘法部求出 9 次方项的值， 然后， 由 该乘法部求出 8 次方项的值的做法中， 反复使用该乘法部， 最终将对各次方的值加在一起。 另外， 修正值的运算式不限于使用 9 次多项近似式， 而是也可以使用符合所要求的精度的 次方的近似式。
按上述方法将由频率差检测部 4 得到的频率差信息和由温度差变动量计算部 7 得 到的信息输入到图 2 所示的经时变化修正值计算部 6。 图 14 是表示经时变化修正值计算部 6 的详情的图， 61 为加法部。如上所述， 由于由温度差变动量计算部 7 得到的信息与由频率 差检测部 4 求出的包含于经时变化修正用频率差信息即 ΔF ＝ Δfre-(f2-f1/3) 的温度变 动量的值相对应， 因而其可以是经时变化修正时温度变动量消除数据。加法部 61 从 ΔF 中 减去上述消除数据， 求出基于通过驱动如前面的图 1(b) 所示的晶体振子引起的经时变化 ( 老化特性 ) 的真实的 ΔF。 图 15 是与图 1(b) 对应的图， 如在本发明实施方式的概要中列举 (1) 式说明的那 样， 若得知 ΔF 则可使用预先求出的相对于 (f2-f2re) 的 (f1-f1re)/3 的比率 m 求出 Δfb ＝ (f1-f1re)/3。进行该运算的部位是图 14 所示的乘法部 62。另外， 乘法部 62 的后级有 闩锁电路 63， 由经时变化修正触发信号将 Δfb 锁存并从经时变化修正值计算部 6 输出。 该 触发信号从对振荡装置进行控制的未图示的控制部送出， 可由操作员选择输出触发信号或 不输出触发信号。
以上的说明是关于供给振荡装置的控制电路部 200 的时钟 f1 求出经时变化的频 率变动量的方法， 在不用于 OCXO 的情况下， 优选也对 f1 的温度变动量进行补偿。因此， 由 温度检测部来检测温度， 基于温度检测值和 f1 的关系， 具体而言就是对基准温度进行了归 一化后的温度和相对基准温度时的频率的频率变化量的关系， 求出 f1 的温度变动量即温 度修正数据 Δfa， 需要使 Δfa 与上述 Δfb 相加。图 2 的用符号 9 表示的部分为进行该运 算的加法部。
在本实施方式中， 作为温度检测部使用了由用作时钟的第一晶体振子 10、 第一振 荡电路 1、 第三晶体振子 30、 第三振荡电路 3、 频率差检测部 5 及温度修正值计算部 8 构成的 部分。 在求出频率差检测部 5 的输出即相当于温度检测值的 ΔF’ ＝ f3-f1-Δfrt 的作业之 前， 与以前的温度修正数据 Δfa 的计算作业相同， 而不同之处在于， 在温度修正值计算部 8 中使用 ΔF’ 求出 f1 的温度变动量。
图 16 表示 (OSC3-OSC1) 和温度的关系及 OSC1 和温度的关系， 图 17 基于图 16， 横 轴采用温度检测值即 (OSC3-OSC1) 的值， 纵轴采用 -OSC1 的值。此外， 具体而言， 如上所述， 横轴采用将温度检测值进行了归一化后的值。在该例中， 对图 17 的曲线通过最小二乘法推 导出 9 次多项近似式系数。而且， 将多项近似式系数预先存储在包含于温度修正值计算部 的存储器， 温度变动量计算部 8 使用这些多项近似式系数进行运算处理。此外， 该运算处理 例如在改变系数的基础上使用 (2) 式进行。
将这样得到的温度修正数据 Δfa 和经时变化修正数据 Δfb 由加法部 9( 参照图 2) 做加法而得到修正值。图 2 所示的 DDS201 以第一振荡电路 1 ～输出的频率信号 f1 为工 作时钟输出参照时钟信号， 由于频率信号 f1 的经时变化及温度变化， 参照时钟信号的频率 改变。另一方面， 向图 2 所示的控制部 200 输入由与用于设定电压控制振荡器 100 的输出 频率的设定值相对应的数字值构成的频率数据， 通过从上述加法部 9 得到的修正值来修正 上述频率数据。具体而言， 例如通过设置于加法部 9 的后级的加法部 90 使该修正值和频率 数据相加， 将该加法值输入到 DDS201。 这样， 通过修正频率数据， 可以补偿 DDS201 的工作时 钟 f1 的经时变化量及温度变化量。其结果是， 使本实施方式的振荡装置 1 的输出即电压控 制振荡器 100 的输出频率不管基于晶体振子的经时变化的频率变动和基于温度变化的频 率变动都达到稳定。因此， 能够实现高稳定性、 高精度的振荡装置。此外， 关于输入到图 2 的加法部 9 的外部修正数据， 由于作为本实施方式的变形例使用， 因而将在以后加以说明。
在本实施方式中， 如图 2 所示第一～第三晶体振子 10 ～ 30 使用共用的晶体片 Xb 构成， 彼此热结合， 因而振荡电路 1 ～ 3 的频率差是与环境温度极为准确地对应的值， 因此， 能够高精度地进行上述的温度补偿、 经时变化补偿。此外， 也可以由单独的晶体片构成第 一～第三晶体振子 10 ～ 30， 将它们配置于共用的容器内使其与环境温度一致。
此外， 在本实施方式中， 利用了晶体振子在基波中的经时变化比谐波大的特点， 并 使用基波和谐波的差来修正第一振荡电路的输出频率。另外， 还利用了谐波温度变化的变 动量大， 谐波间的特性之差比温度变化大的特点， 针对温度补偿使用了谐波。因此， 具有能 够以高的精度进行与晶体振子的经时变化、 温度变化对应的频率补偿的优点。
另外， 为了求出频率差信息， 而生成例如 f2 和 f1/3 的差频率的脉冲， 将从 DDS 电 路部 46 输出的锯齿形波信号通过上述脉冲锁存在闩锁电路 43， 对锁存的信号值进行积分， 将其积分值作为上述频率差输出， 同时， 推导出与该输出和 f2r 和 f1r/3 的差对应的值的 差， 将其输入到上述 DDS 电路部 46 而构成 PLL。 在对频率差进行计数而得到其差的情况下， 计数时间直接影响到检测精度， 但是， 在上述的构成中， 具有因不存在这样的问题因而检测 精度高的优点。频率差检测部 3 的 DDS 电路部 46 的输出信号不限于锯齿形波， 只要是随时 间一起使信号值反复增加、 减少的频率信号即可， 例如也可以是正弦波。此外， 为了求出频 率差， 也可以是使用频率计数电路求出各计数值的差的方法。
此外， 也可以构成为能够选择以下一种状态 ： 将第二晶体振子 20 连接于第二振荡 电路 2 的状态 ； 和将第二晶体振子 20 连接于第三振荡电路 3 的状态。作为这样的例子， 能 够举出 ： 以使第二振荡电路 2 与第三振荡电路 3 共用化， 并且能够在基波振荡用的电路要素 与 3 次谐波用的电路要素之间切换共用化后的振荡电路的一部分的方式构成振荡电路的 例子。在该例中， 将第二晶体振子 20 连接于第二振荡电路 2 的状态是使用基波振荡用的电 路要素的状态， 将第二晶体振子 20 连接于第三振荡电路 3 的状态是使用 3 次谐波用的电路 要素的状态。
在这样的例子中， 总是选择将第二晶体振子 20 连接于第三振荡电路 3 的状态， 通 过来自温度修正值计算部 8 的输出， 对 f1 进行温度补偿。而且， 定期地例如 1 个月 1 次或 6 个月 1 次短时间地选择将第二晶体振子 20 连接于第二振荡电路 2 的状态。在将第二晶体 振子 20 切换到第二振荡电路 2 时， 从温度修正值计算部 8 输出在即将从第三振荡电路 3 切 换到选择第二振荡电路 2 之前的温度修正数据 Δfa。 此外， 在将第二晶体振子 20 切换到第三振荡电路 3 时， 从经时变化修正值计算部 6 输出在即将从第二振荡电路 2 切换到选择第 三振荡电路 3 之前的经时变化修正数据 Δfb。因此， 在该例中， 经时变化修正数据 Δfb 定 期地被更新。
此外， 也可以在第二晶体振子 20 和第二振荡电路 2 和第三振荡电路 3 之间设置开 关部， 通过切换开关部， 能够选择上述 2 种状态。
虽然是重复的说明， 但是， 在本实施方式中， 所谓与 f2 和 f2re 的差对应的值是指 [(f2-f2re)/f2re]( ＝ OSC2)， 所谓与 f1/3 和 f1re/3 的差对应的值是指 [(f1-f1re)/f1re] ( ＝ OSC1)， 所谓与这些值的差值对应的值是指 OSC2-OSC1。 但是， 频率差检测部 3 采用对应 于与 f2 和 f2re 的差对应的值和与 f1/3 和 f1re/3 的差对应的值的差值的值， 根据图 1 的 说明， 当然也可以使用 f2-f2re 和 f1/3-f1re/3 的差值本身。
在上述的实施方式中， 在图 10 ～图 12 的说明中， 将频率的变化量用 “ppm” 单位来 表示， 而在实际的数字电路中全都是用二进制的处理， 因而 DDS 电路 46 的频率设定精度按 构成比特数来计算， 例如为 34 比特。列举一例如下， 在向包含于如图 1 所示的控制电路部 200 的 DDS 电路部 201 提供 10MHz 的时钟的情况下， 在该时钟的变动频率为 100MHz 的情况 下，
[ 变动比率计算 ]
100Hz/10MHz ＝ 0.00001
[ppm 换算 ]
0.00001*1e6 ＝ 10(ppm)
[DDS 设定精度换算 ]
在上述的情况下， 上述频率设定精度可用下面的 (2) 式表示。
因此， 另外， 0.58mHz 相对于 10MHz 可按下面的 (3) 式进行计算。因此， 根据 (2)、 (3) 式， (4) 式的关系成立。
le9/2^34 ＝ 0.058[ppb/ratio-34bit]… (4)
即， 被 DDS 电路 46 处理后的频率消失， 成为只有比特数的关系。
此外， 在上述的例中， 第一晶体振子 10 及第二晶体振子 20 使用了共用的晶体片 Xb， 但是不使晶体片 Xb 共用化也可以。该情况下， 可列举例如共用的框体中配置有第一晶 体振子 10 及第二晶体振子 20 的例。另外， 作为温度补偿用从第二晶体振子 20 使用了谐波 信号， 但是也可以与第一晶体振子 10 及第二晶体振子 20 分开设置第三晶体振子， 从第三晶 体振子得到温度补偿用的频率信号 f3。
由加法部 9 得到的修正值不限于像上述的实施方式那样使用， 在振荡装置的输出 频率发生经时变化及因温度而变动的情况下， 只要是使用修正值以能够使输出频率的变动
量相抵消的方式进行补偿的构成即可， 也可以用其它方法进行修正。
本发明以利用上述第一振荡电路 1 的输出生成振荡装置的输出为前提， 作为其实 施方式， 在上述的实施方式中是将从第一振荡电路 1 得到的频率信号 f1 用作图 1 所示的控 制电路部 200( 具体地说是 DDS 电路部 201) 的基准时钟。但是， 作为利用第一振荡电路 1 的输出生成振荡装置的输出的方式， 也可以是像普通的 TCXO 那样将第一振荡电路 1 的输出 直接用作振荡装置的输出的方式。作为 TCXO 之一， 有产生与基准温度时的晶体振子的频率 对应的补偿电压， 使该基准电压与由温度检测器检测的温度值相对应的补偿电压相加的装 置， 而作为该情况下的补偿电压也可以使用由加法部 9 得到的修正值。
以上对输入到图 2 的加法部 9 的 “外部修正数据” 进行了说明。在飞托姆基站等 要求使用的时钟的频率稳定性为 ±30ppb 以下， 要求具有极高的稳定性。因此， 对从 GPS 接 收机、 NTP 服务器等得到的高精度、 高稳定的时钟信号和从本发明的振荡装置输出的频率信 号进行比较使用例如取出两者的相位差的 PLL 等电路部， 求出与其差对应的修正值， 将该 修正值作为 “外部修正数据” 输入到加法器 9。因此， 从加法器 9 输出的修正数据成为上述 温度修正数据 Δfa、 经时变化修正数据 Δfb 和外部修正数据的加法值。
若进行更具体的说明， 就是上述电路部具备在求出与上述的相位差对应的值之 后， 将该值在输入到图 2 的控制电路部 200 的控制电压和从 VCXO100 输出的频率的变化率 的关系中， 置换为符合频率的变化率的修正量的控制电压的修正量的功能。将该控制电压 的修正量作为外部修正数据。 这样， 使得从振荡装置得到的频率信号精度更高、 稳定性更高。另外， 根据这样的 使用方法， 作为振荡装置虽然使用 TCXO 等所谓的稳定性低的振荡装置， 但是能够生产高精 度、 高稳定性的时钟， 能够用于在飞托姆基站等对时钟有高的要求的系统。而且， 根据本发 明， 即使在来自外部例如来自 NTP 服务器等的高品质的时钟中断的情况下， 在振荡装置的 上位装置时总是使时钟数据按一定周期循环向存储器内进行存储， 通过从存储器读出时钟 中断之前 ( 最接近 ) 的时钟数据， 也能够进行基于外部修正数据的类似的修正， 并且， 还可 进行温度补偿、 经时变化补偿。因此， 对振荡装置的输出能够保持一定程度的精度， 进而能 够避免陷于系统停机。