基于CAN总线的静止型动态无功补偿装置和方法技术领域
本发明属于输配电技术领域，特别涉及一种基于CAN总线的静止型动态无功补偿装置和
方法。
背景技术
无功功率三相不平衡会导致电网的运行不稳定和电能损耗，静止型动态无功补偿器
(SVC)对于补偿电网和负荷的无功功率和三相不平衡效果比较理想，其中，由晶闸管控制电抗
器(TCR)和固定电容器(FC)组成的TCR+FC型SVC是目前使用最广泛的，TCR+FC型SVC通过
容量固定FC补偿电网或负荷的感性无功，FC的过补偿作用使电网或负荷呈容性，然后通过
TCR发出的连续可调的感性无功功率去平衡此时的容性电网或负荷，从而达到电网或负荷无
功功率的完全补偿；另外，TCR的分相调节功能可以补偿电网或负荷的三相不平衡，目前SVC
装置主要针对某一种特定容量的电网或负荷单独研究设计，每个SVC的TCR和FC都要对应一
个控制器和一套补偿算法，如果电网结构或负荷容量发生变化，控制器和控制算法需要重新
设计，这样就造成了研发周期长、造价高和通用性差等不足。
发明内容
针对现有方法存在的不足，本发明提出一种基于CAN总线的静止型动态无功补偿装置和
方法，以达到提高静止型动态无功补偿器SVC的工作效率并节约成本的目的。
本发明的技术方案是这样实现的：一种基于CAN总线的静止型动态无功补偿装置，包括
电阻、至少一个晶闸管控制电抗器TCR、至少一个固定电容器FC和控制器；其连接关系如下：
电阻包括第一电阻和第二电阻，第一电阻的一端连接CAN总线的高电平端、晶闸管控制电抗
器TCR的第一输出端、固定电容器FC的第一输出端、控制器的第一输出端和第二电阻的一端，
第一电阻的另一端连接CAN总线的低电平端、晶闸管控制电抗器TCR的第二输出端、固定电
容器FC的第二输出端、控制器的第二输出端及第二电阻的另一端；
采用基于CAN总线的静止型动态无功补偿装置的无功补偿方法，包括以下步骤：
步骤1：组建基于CAN总线的静止型动态无功补偿电网，并根据该电网，建立静止型动
态无功补偿投切组合表；
所述的静止型动态无功补偿投切组合表，由m行n列组成，其建立规则如下：静止型动
态无功补偿投切组合表的行表示晶闸管控制电抗器TCR的个数，列表示固定电容器FC的个数，
第1行第1列表示1个TCR与m个FC组成静止型无功补偿器SVC的总容量Q11，第1行第2
列表示2个TCR与m个FC组成静止型无功补偿器SVC的总容量Q12，以此类推，第1行第n
列表示n个TCR与m个FC组成静止型无功补偿器SVC的总容量Qnm；第2行第1列表示1个
TCR与m-1个FC组成静止型无功补偿器SVC的总容量Q21，第3行第1列表示1个TCR与m-2
个FC组成静止型无功补偿器SVC的总容量Q31，以此类推，第m行第1列表示1个TCR与1
个FC组成静止型无功补偿器SVC的总容量Qm1；
步骤2：采集电网的三相相电压和三相线电流；
步骤3：计算三相电压的有功功率和无功功率的有效值，公式如下：
以A相电压为例，
P A ( t ) = 1 T ∫ ( t - T ) t u a ( ωt ) × i a ( wt ) dt - - - ( 1 ) ]]>
Q A ( t ) = 1 T ∫ t - T t u a ( ωt ) × i a ( wt - π / 2 ) dt - - - ( 2 ) ]]>
式中PA(t)、QA(t)是t时刻A相的有功功率和无功功率的有效值，T是A相电压的周期；
ia(wt)是t时刻A相电压和电流的瞬时值，ia(wt-π/2)是t-T/4时刻的A相电流瞬时值；
步骤4：计算无功补偿容量，公式如下：
式中，PL为负荷平均有功功率，为补偿前功率因数，为补偿后要达到的功率
因数，q0为牵引变电所无牵引负荷概率；
步骤5：利用步骤4的结果，确定电网所需的固定电容器FC个数，进行固定电容器FC
投切，投切之后电网成容性；
步骤6：投切晶闸管控制电抗器TCR平衡电网的容性，投切晶闸管控制电抗器TCR的投
切值等于步骤5中固定电容器FC的投切值减去步骤4计算的无功补偿容量值；
步骤7：采集电网中三相电压值和三相电流值，判断三相负载是否平衡，如果平衡则执
行步骤11，如果不平衡，执行步骤8；
步骤8：再一次投切晶闸管控制电抗器TCR，采用电网电压定向矢量变换方法对三相不对
称负载进行平衡化补偿，所述的平衡化补偿，实质是补偿器完全提供负荷所需要的无功功率
和负序电流，即：(1)负序电流补偿为零；(2)正序电流分量虚部补偿为零，以A相为例，
公式如下：
式中和分别为负荷、补偿器A相线电流的正序和负序分量；下标1、2表示
正、负序；Re、Im表示对相量取实部、虚部；
根据公式(8)推导出补偿导纳的表示公式：
式中，分别为AB相、BC相、CA相之间的补偿导纳值，U表示电网相电
压幅值，这里补偿器角形连接；
通过d-q坐标变换能实现电压和电流的解耦，变换后的补偿导纳为：
B ab r = - 6 ( i q ‾ - 3 i d ‾ ′ + i q ‾ ′ ) / 9 U B bc r = - 6 ( i q ‾ - 2 i q ‾ ′ ) / 9 U B ca r = - 6 ( i q ‾ + 3 i d ‾ ′ + i q ‾ ′ ) / 9 U - - - ( 10 ) ]]>
式中，为对应基波负序分量的直流量；
步骤9：将步骤6和步骤8的结果相加，确定投切晶闸管控制电抗器TCR的各相补偿导
纳；
步骤10：查询步骤1建立的静止型动态无功补偿投切组合表，确定闸管控制电抗器TCR
的个数和固定电容器FC的个数；
步骤11：调节触发角α，实现电网平衡；
步骤12：结束；
本发明优点：本发明中工业现场CAN总线具有开放性、互可操作性和互换性、现场环境
适应性和可靠性，易于安装和维护；连接在现场总线上的各个节点设备之间可以实现网络互
连、网络节点数调整、控制信息传输和交换，模块功能共享等功能，使工业设备的配置更加
灵活、管理和控制更加方便，将现场总线技术应用于无功补偿当中，可以大大提高SVC的工
作效率，同时节约了成本。
附图说明
图1为基于CAN总线的静止型动态无功补偿装置结构框图；
图2为基于CAN总线的静止型动态无功补偿装置控制器结构框图；
图3(a)为基于CAN总线的静止型动态无功补偿装置采样前置电路模块三相电压电路原理
图；
图3(b)为基于CAN总线的静止型动态无功补偿装置采样前置电路模块A相电流电路原理
图；
图3(c)为基于CAN总线的静止型动态无功补偿装置采样前置电路模块B相电流电路原理
图；
图3(d)为基于CAN总线的静止型动态无功补偿装置采样前置电路模块C相电流电路原理
图；
图4为基于CAN总线的静止型动态无功补偿装置AD采样模块及DSP处理模块电路原理图；
图5为基于CAN总线的静止型动态无功补偿装置组网模块电路原理图；
图6为基于CAN总线的静止型动态无功补偿方法总流程图；
图7为基于CAN总线的静止型动态无功补偿方法投切流程图；
图8为基于CAN总线的静止型动态无功补偿方法TCR补偿导纳计算流程图；
图9为基于CAN总线的静止型动态无功补偿方法三相电压合成电网电压矢量示意图；
图10为基于CAN总线的静止型动态无功补偿方法ABC三相到αβ坐标系和dq坐标系的变
换示意图；
图11为基于CAN总线的静止型动态无功补偿方法电网补偿流程图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步详细说明。
如图1所示，为基于CAN总线的静止型动态无功补偿装置结构框图，该装置由电阻、n
个TCR、n个FC和控制器组成，其连接关系如下：电阻由第一电阻和第二电阻组成，第一电
阻的一端连接CAN总线的高电平端、第一TCR的第一输出端、第二TCR的第一输出端，……，
第nTCR的第一输出端、第一FC的第一输出端、第二FC的第一输出端，……，第nFC的第一
输出端，控制器的第一输出端和第二电阻的一端，第一电阻的另一端连接CAN总线的低电平
端、第一TCR的第二输出端、第二TCR的第二输出端，……，第nTCR的第二输出端，第一
FC的第二输出端、第二FC的第二输出端，……，第nFC的第二输出端、控制器的第二输出
端及第二电阻的另一端；
如2为控制器的结构框图，控制器由采样前置电路模块、AD采样模块、DSP处理模块、
组网模块、上位机和键盘和液晶模块组成，采样前置电路模块的输出端连接AD采样模块的
输入端，AD采样模块的输出端连接DSP处理模块的输入端，DSP处理模块的第一输入输出端
连接上位机，键盘和液晶模块的输入输出端连接DSP处理模块的第二输入输出端，DSP处理
模块的输出端连接组网模块的输入端；
本实施例中，电压互感器PT1、PT2和PT3的型号为TR1102-1C，电流互感器CT1、CT2
和CT3的型号为TR0102-2C，运算放大器U1和U5的型号为OP197，隔离放大器U2、U3、U4、
U6、U7和U8的型号为ISO124P，AD采样芯片U9和U11的型号为AD7864，参考电压源芯片
U10和U12的型号为AD780，DSP处理模块采用DSP芯片U13，其型号为TMS320F2812，组网
模块包括CAN总线驱动器和CAN控制器，其中，CAN总线驱动器U16和U19，其型号为82C250，
CAN控制器U18采用SJA1000；
图3(a)～图3(d)为采样前置电路模块电路原理图，采样前置电路模块采用三个电压互
感器和三个电流互感器，电压互感器PT1的一次侧同名端接A相相电压信号UA，二次侧同
名端输出信号经过两级RC滤波连接到运算放大器U1A的同相输入引脚3，U1A的反相输入
引脚2连接到输出引脚1构成射极跟随器，输出引脚1和隔离放大器U2的输入引脚27连接，
U2的输出引脚输出调理后的电压信号Ua；电压互感器PT2的一次侧同名端接B相相电压信
号UB，二次侧同名端输出信号经过两级RC滤波连接到运算放大器U1B的同相输入引脚5，
U1A的反相输入引脚6连接到输出引脚7构成射极跟随器，输出引脚7和隔离放大器U3的
输入引脚27连接，U3的输出引脚输出调理后的电压信号Ub；电压互感器PT3的一次侧同名
端接C相相电压信号UC，二次侧同名端输出信号经过两级RC滤波连接到运算放大器U1C
的同相输入引脚12，U1C的反相输入引脚11连接到输出引脚10构成射极跟随器，输出引脚
10和隔离放大器U4的输入引脚27连接，U4的输出引脚输出调理后的电压信号Uc。A相线
电流信号IA由电压互感器CT1的一次侧同名端输入，二次侧同名端输出信号经过两级RC
滤波连接到运算放大器U5A的同相输入引脚3，U5A的反相输入引脚2连接到输出引脚1构
成射极跟随器，输出引脚1和隔离放大器U6的输入引脚27连接，U6的输出引脚输出调理
后的电流信号Ia；B相线电流信号IB由电压互感器CT2的一次侧同名端输入，二次侧同名
端输出信号经过两级RC滤波连接到运算放大器U5B的同相输入引脚5，U5B的反相输入引
脚6连接到输出引脚7构成射极跟随器，输出引脚7和隔离放大器U7的输入引脚27连接，
U7的输出引脚输出调理后的电流信号Ib；C相线电流信号IC由电压互感器CT3的一次侧同
名端输入，二次侧同名端输出信号经过两级RC滤波连接到运算放大器U5C的同相输入引脚
12，U5C的反相输入引脚11连接到输出引脚10构成射极跟随器，输出引脚10和隔离放大器
U8的输入引脚27连接，U8的输出引脚输出调理后的电流信号Ic；
电网中的一次电压互感器和一次电流互感器将电压和电流分别变换为100V和5A，
TR1102-1C将100V的电压变换为3.53V(幅值5V)的电压信号，TR0102-2C将5A电流变换为
3.53V(幅值5V)的电压信号；3.53V的电压信号通过OP497构成的射极跟随器，增加了输入阻
抗和带负载能力，输出依然是3.53V的电压信号；输出的3.53V信号再经过隔离放大器
ISO124P，进行电气隔离，隔离后的信号Ua、Ub、Uc、Ia、Ib、Ic都是3.53V(幅值5V)的交
流电压信号；
如图4所示，为AD采样模块、DSP处理模块及组网模块电路连接原理图，电压信号Ua、
Ub和Uc分别连接到AD7864芯片U9的模拟输入引脚，Vin3A、Vin2A和Vin1A，电压信号Ia、
Ib和Ic分别连接到AD7864芯片U11的模拟输入引脚，Vin3A、Vin2A和Vin1A；AD7864是
AD器件公司的4通道同步采样12-bit高速AD转换芯片，两块采样芯片的启动采样信号
片选和读信号都是由38译码器U14的译码输出得到的，38译码器的译码
地址引脚A0、A1、A2引脚分别和TMS320F2812的地址线A13、A14、A15连接，输出使能引脚
引脚和TMS320F2812的引脚连接，这样的选通地址为
0x80000-0x81FFF，U9的和的选通地址为0x82000-0x83FFF，U11的和的选通
地址为0x84000-0x85FFF；U9和U11的引脚连接在一起，这样可以保证两个芯片同
时采样，采样得到的电压电流是同一时刻的值，减小误差；U9和U11的Busy引脚在转换进
行时输出高电平，采样结束输出低电平，将两个Busy信号通过或门进行或运算，当两个Busy
都输出低电平时，即两个芯片采样都完成时或门输出为低电平，将此输出连接到TMS320F2812
的XINT2引脚，可以用中断的方式告诉DSP采样结束，可以读取采样结果了，采样结果为12bit
的二进制数值，AD7864的的数据线D0，D1，……，D11和DSP的数据线XD0，XD1，……，XD11
连接，DSP通过数据线读取12bit的采样数据；TMS320F2812内部集成了CAN模块，只需要在
外部加一个CAN总线驱动器82C250就可以实现CAN组网，TMS320F2812的CANTXA、CANRXA
引脚分别和82C250的TXD和RXD引脚连接，82C 250的CANH和CANL引脚和CAN总线连接，
中间串联5Ω的电阻是为了限制通过CANH和CANL引脚的电流，防止电流过大烧坏芯片；
TCR和FC节点的控制MCU采用Atmega128芯片，CAN控制器采用SJA1000芯片，Atmega128
的PA0、PA1、……、PA7和SJA的AD0、AD1、……、AD7相连，Atmega128的ALE、
PD0、PD1和SJA1000的ALE、连接，这样Atmega128对SJA1000进行
了完全的控制；SJA1000也通过CAN总线驱动器82C250进行组网，SJA1000的TX0、RX0引脚
与82C250的TXD和RXD引脚连接，82C250的CANH和CANL引脚和CAN总线连接，中间串联
5Ω的电阻是为了限制通过CANH和CANL引脚的电流，防止电流过大烧坏芯片；
一种基于CAN总线的静止型动态无功补偿方法，其流程如图6所示，包括以下步骤：
步骤1：组建基于CAN总线的静止型动态无功补偿电网，并根据该电网，建立静止型动
态无功补偿投切组合表；
所述的静止型动态无功补偿投切组合表，由m行n列组成，其建立规则如下：静止型动
态无功补偿投切组合表的行表示晶闸管控制电抗器TCR的个数，列表示固定电容器FC的个数，
第1行第1列表示1个TCR与m个FC组成静止型无功补偿器SVC的总容量Q11，第1行第2
列表示2个TCR与m个FC组成静止型无功补偿器SVC的总容量Q12，以此类推，第1行第n
列表示n个TCR与m个FC组成静止型无功补偿器SVC的总容量Qnm；第2行第1列表示1个
TCR与m-1个FC组成静止型无功补偿器SVC的总容量Q21，第3行第1列表示1个TCR与m-2
个FC组成静止型无功补偿器SVC的总容量Q31，以此类推，第m行第1列表示1个TCR与1
个FC组成静止型无功补偿器SVC的总容量Qm1；本实施例中，表1为静止型动态无功补偿投
切组合表，如下所示：
表1 为静止型动态无功补偿投切组合表
步骤2：采集电网的三相相电压和三相线电流，以7组数据为例，如表2所示：
表2 为采集到的三相电压及电流值
步骤3：计算三相电压的有功功率和无功功率的有效值，公式如下：
以A相电压为例，
P A ( t ) = 1 T ∫ ( t - T ) t u a ( ωt ) × i a ( wt ) dt - - - ( 1 ) ]]>
Q A ( t ) = 1 T ∫ t - T t u a ( ωt ) × i a ( wt - π / 2 ) dt - - - ( 2 ) ]]>
式中PA(t)、QA(t)是t时刻A相的有功功率和无功功率的有效值，T是A相电压的周期；
ia(wt)是t时刻A相电压和电流的瞬时值，ia(wt-π/2)是t-T/4时刻的A相电流瞬时值；
对公式(1)和公式(2)进行离散化，得到实际采样的有功功率值和无功功率值，公式如下：
P A ( n ) = 1 N Σ m = n - N + 1 N u a ( m ) × i a ( m ) - - - ( 3 ) ]]>
Q A ( n ) = 1 N Σ m = n - N + 1 N u a ( m ) × i a ( m - N 4 ) - - - ( 4 ) ]]>
式中，PA(n)、QA(n)是在第n个采样点A相有功功率和无功功率的有效值，N是每个电
压周期内采样的点数(N为4的倍数)，ua(m)、ia(m)为第m个采样点A相电压和电流的瞬时
值，为第个采样点A相电流的瞬时值；
为减少计算时间，保证系统的实时性，对离散后的公式进行变形：
P n = P n - 1 + 1 N [ u ( n - 1 ) i ( n - 1 ) - u ( n - N - 1 ) i ( n - N - 1 ) ] - - - ( 5.1 ) ]]>
P n + 1 = P n + 1 N [ u ( n - 1 ) i ( n - 1 ) - u ( n + N 4 - 1 ) i ( n + N 4 - 1 ) ] - - - ( 5.2 ) ]]>
Q n = Q n - 1 + 1 N [ u ( n - 1 ) i ( n + N - 1 ) - u ( n + N 4 - 1 ) i _ last - - - ( 6.1 ) ]]>
Q n + 1 = Q n + 1 N [ u ( n - 1 ) i ( n - N 4 - 1 ) - u ( n + N 4 - 1 ) i _ last - - - ( 6.2 ) ]]>
式中，Pn、Pn-1、Pn+1为每次计算后的有功功率，Qn、Qn-1、Qn+1分别为每次计算后的
无功功率；i_last是被新采样电流值覆盖的旧的电流值；
利用上面的结果，计算初始系统的功率因数，如表3所示：
表3 为初始系统的功率因数表
步骤4：计算无功补偿容量，公式如下：
式中，PL为负荷平均有功功率，为补偿前功率因数，为补偿后要达到的功率
因数，q0为牵引变电所无牵引负荷概率；
步骤5：利用步骤4的结果，确定电网所需的固定电容器FC个数，进行固定电容器FC
投切，投切之后电网成容性；
步骤6：投切晶闸管控制电抗器TCR平衡电网的容性，投切晶闸管控制电抗器TCR的投
切值等于步骤4计算的无功补偿容量减去步骤5中固定电容器FC的投切值；
步骤7：采集电网中三相电压值和三相电流值，判断三相负载是否平衡，如果平衡则执
行步骤11，如果不平衡，执行步骤8；
步骤8：再一次投切晶闸管控制电抗器TCR，采用电网电压定向矢量变换方法对三相不对称负
载进行平衡化补偿，所述的平衡化补偿，实质是补偿器完全提供负荷所需要的无功功率和负
序电流，即：(1)负序电流补偿为零；(2)正序电流分量虚部补偿为零，其流程如图8所示，
以A相为例，以A相为例可用下式表示
式中和分别为负荷、补偿器A相线电流的正序和负序分量，下标1、2表示
正、负序，Re、Im表示对相量取实部、虚部；
根据公式(8)可以推导出补偿导纳用序分量表示的公式，设电网三相相电压为：
式中U为电网相电压的幅值，推得补偿器线电流序分量为：
根据公式(8)、(12)可得到补偿导纳的表示公式：
式中，分别为AB相、BC相、CA相之间的补偿导纳值(补偿器角形连接)；
通过坐标变换能实现电压和电流的解耦，设电压电流瞬时值为：
将三相瞬时电压合称为空间矢量如果瞬时电压是三相对称的正弦量时，将是一个以同
步角速度ω逆时针旋转的空间矢量，其中ω＝2πf(f为ua、ub、uc的频率)，反之，矢量旋
转时在各轴上的投影就是以频率为f，相位互差120°正弦规律变化的三相瞬时电压值；附图9
表示了在两相静止αβ坐标系和以ω逆时针旋转的dq坐标系中的投影，uα、uβ分别为的
α轴、β轴分量，ud、uq分别为的d轴、q轴分量。uα、uβ为实现解耦(正交)的两相
正弦量，ud、uq为实现解耦的直流量；
假设负荷电流不对称且有畸变(含基波正序、基波负序分量及各次谐波)，其瞬时表
达式为：
式中：In1、In2分别为负荷电流各次谐波正序分量和负序分量的幅值(n＝1时对应基波幅值)；
θn1、θn2分别为负荷电流各次谐波正序分量和负序分量的初相(n＝1时对应基波初相)；
负荷电流矢量的合成规律可描述如下：基波正序分量和负序分量分别合成以ω逆时针和
顺时针旋转的矢量；n次谐波正序分量和负序分量分别合成以nω逆时针和顺时针旋转的矢量；
负荷电流矢量就是这四种分矢量的叠加；将负荷电流向特定转速及转向的旋转坐标系上变换，
某些成分将变换为直流量；通过将负荷电流变换到以ω逆时针旋转的坐标系上可以得到正序
分量的直流量；通过将负荷电流变换到以ω顺时针旋转的坐标系上可以得到负序分量的直流
量。
要实现负荷电流到以ω逆时针旋转的d-q坐标系(后面称为正向d-q坐标系)的变换，如图
10所示，首先需要得到合成空间相量的位置角θ，这可以通过ABC三相到αβ坐标系的变
换得到：
u α u β C 3 s / 2 s u a u b u c - - - ( 15 ) ]]>
式中 C 3 s / 2 s = 2 3 1 - 1 2 - 1 2 0 3 2 - 3 2 ]]>
cos θ = u α / U αβ sin θ = u β / U αβ - - - ( 16 ) ]]>
式中 U αβ = u α 2 + u β 2 ]]>
有了位置角θ就可以实现ABC三相负荷电流到正向d-q坐标系的变换：
i d i q = C 3 s / 2 r i a l i b l i c l - - - ( 17 ) ]]>
式中将式(14)代入上式可得：
式中对应负荷电流中基波负序分量及谐波成分的交流量，而为对应基波正序分量
的直流量：
i d ‾ i q ‾ = 3 2 I 11 cos θ 11 I 11 sin θ 11 - - - ( 19 ) ]]>
式中I11cosθ11、I11sinθ11分别为负荷电流正序分量的实部、虚部，因此可得到：
将负荷电流B、C换相后，其各分矢量将改变旋转方向，例如基波负序分矢量旋转方向由顺
时针变为逆时针，经过dq坐标系变换得到：
式中对应负荷电流中基波正序分量及谐波成分的交流量，为对应基波负序分量的
直流量：
i d ′ ‾ i q ′ ‾ = 3 2 I 12 cos θ 12 I 12 sin θ 12 - - - ( 22 ) ]]>
同理有：
将式(20)、(23)代入公式(9)中得到：
B ab r = - 6 ( i q ‾ - 3 i d ‾ ′ + i q ‾ ′ ) / 9 U B bc r = - 6 ( i q ‾ - 2 i q ‾ ′ ) / 9 U B ca r = - 6 ( i q ‾ + 3 i d ‾ ′ + i q ‾ ′ ) / 9 U - - - ( 10 ) ]]>
步骤9：将步骤6和步骤8的结果相加，确定投切晶闸管控制电抗器TCR的各相补偿导
纳，如表4所示：
表4 为各相补偿导纳值
步骤10：查询步骤1建立的静止型动态无功补偿投切组合表，确定闸管控制电抗器TCR
的个数和固定电容器FC的个数；
步骤11：利用补偿导纳值计算触发角α，公式如下：
B TCR ( α ) = 2 ( π - α ) + sin 2 α π X L - - - ( 24 ) ]]>
式中，BTCR为其补偿电纳值，XL为TCR中电抗器的感抗值；
上式给出了晶闸管的导纳和它的触发角之间的关系式，可以看出，如果知道触发角α，
要求晶闸管在此触发角下的导纳，直接代入此公式就可以很容易算出，但是SVC控制器进行
补偿计算时，是先求得晶闸管需要提供的补偿导纳，然后去求相应的触发角，如果对公式求
解将涉及到非线性方程的求解问题，非常复杂，没有实用价值，因此，常将晶闸管补偿导纳
标幺化，用实际的补偿导纳计算值除以晶闸管所能提供的最大导纳值1/XL，那么公式(11)可
以变形如下：
B norm ( α ) = 2 ( π - α ) + sin 2 α π - - - ( 25 ) ]]>
这样，当触发角α在90°～180°范围内变化时，Bnorm的取值范围为1～0，按上述方法计算
出的触发角如表5所示：
表5 触发角对应取值
补偿导纳值
0.24
0.18
0.13
0.12
0.1
0.08
0.06
0.02
α
130
135
140
142
145
150
155
160
调节触发角α，实现电网平衡，调节的流程图如图7所示，调节后的电网数据如表6所
示：
表6 为调节后的电网数据
由表5，对比表2和表3，可以看出功率因数：补偿前功率因数平均值为0.6，补偿后功
率因数平均值为0.9以上；不平衡度：补偿前三项不平衡度为13.7％，补偿后三项不平衡度为
0.03％；
步骤12：结束。