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1、(10)申请公布号 (43)申请公布日 (21)申请号 201410494335.3 (22)申请日 2014.09.24 201310714270.4 2013.12.20 CN H02M 3/10(2006.01) H02M 1/42(2007.01) (71)申请人成都芯源系统有限公司 地址 611731 四川省成都市成都高新综合保 税区科新路8号成都芯源系统有限公 司 (72)发明人林思聪 (54) 发明名称 一种用于升压功率因数校正变换电路的控制 电路及其方法 (57) 摘要 本申请公开了一种用于升压功率因数校正变 换电路的控制电路及其方法。所述控制电路包括： 峰值保持电路、锯齿波产。
2、生电路、第一比较器、逻 辑单元、逻辑或非电路、电压转换单元、电压电流 转化器、第一充电电容、充电开关、误差放大器、第 二比较器、以及逻辑电路。采用所述控制电路的升 压功率因数校正变换电路在实现PFC功能的同时 减小了其在过零点附近的频率，从而保证了整体 运行效率。 (66)本国优先权数据 (51)Int.Cl. (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书3页 说明书8页 附图5页 (10)申请公布号 CN 104467408 A (43)申请公布日 2015.03.25 CN 104467408 A 1/3页 2 1.一种用于升压功率因数校正变换电路的控制电路，所述。
3、升压功率因数校正变换电路 接收交流输入信号、提供输出信号，所述升压功率因数校正变换电路包括整流单元、储能元 件、第一功率开关、第二功率开关、提供表征流过所述储能元件电流过零情况的过零检测信 号的过零检测器，所述控制电路包括： 峰值保持电路，接收表征流过储能元件的电流的电流检测信号，产生表征流过储能元 件的峰值电流的峰值保持信号； 锯齿波产生电路，产生锯齿波信号； 第一比较器，接收峰值保持信号、锯齿波信号和参考电平，所述第一比较器将峰值保持 信号与锯齿波信号之和与所述参考电平进行比较，并根据比较结果产生比较信号； 逻辑单元，具有第一输入端子、第二输入端子和输出端子，其第一输入端子耦接至第一 比较。
4、器接收比较信号，第二输入端子接收过零检测信号，所述逻辑单元根据比较信号和过 零检测信号产生死区时间信号； 逻辑或非电路，具有第一输入端子、第二输入端子和输出端子，其第一输入端子耦接至 逻辑单元的输出端子接收死区时间信号，第二输入端子接收过零检测信号，所述逻辑或非 电路根据死区时间信号和过零检测信号产生置位信号； 电压转换单元，接收固定电压和死区时间信号，产生转换电压； 电压电流转化器，耦接至电压转换单元接收转换电压，并将转换电压转化为与之成比 例的电流信号； 第一充电电容和充电开关，并联耦接在电压电流转换器和参考地之间，所述充电开关 的开关状态与第一功率开关的开关状态相反； 误差放大器，具有第。
5、一输入端子、第二输入端子和输出端子，其第一输入端子接收表征 输出信号的反馈信号，其第二输入端子接收电压参考信号，所述误差放大器将反馈信号和 电压参考信号的差值放大并积分，在其输出端子产生补偿信号； 第二比较器，具有第一输入端子、第二输入端子和输出端子，其第一输入端子接收第 一充电电容两端的电压，其第二输入端子耦接至误差放大器的输出端子接收补偿信号，所 述第二比较器比较第一充电电容两端电压和补偿信号的大小，并根据比较结果产生复位信 号； 逻辑电路，具有置位输入端子、复位输入端子和输出端子，其置位输入端子耦接至逻辑 或非电路的输出端子接收置位信号，复位输入端子耦接至第二比较器的输出端子接收复位 信。
6、号，所述逻辑电路基于所述置位信号和复位信号，在其输出端子产生开关控制信号，用以 控制第一功率开关。 2.如权利要求1所述的控制电路，其中所述峰值保持电路包括： 运算放大器，具有第一输入端子、第二输入端子和输出端子，其第一输入端子接收所述 电流检测信号； 二极管，具有阳极端和阴极端，其阳极端耦接至运算放大器的输出端子，阴极端耦接至 运算放大器的第二输入端子； 采样保持电阻，耦接在二极管的阴极端和参考地之间； 采样保持电容，耦接在二极管的阴极端和参考地之间；其中采样保持电容两端的电压 为所述峰值保持信号。 权 利 要 求 书CN 104467408 A 2/3页 3 3.如权利要求1所述的控制电路。
7、，其中所述锯齿波产生电路接收死区时间信号，并响 应死区时间信号的上升沿开始上升，响应死区时间信号的下降沿快速下降。 4.如权利要求1所述的控制电路，其中在所述电压转换单元处， 所述转换电压和固定电压以及死区时间信号的关系为： 其中V DT 代表转换电压的电压值、V R 代表固定电压的电压值、T代表死区时间信号的周 期，t H 代表死区时间信号在一个周期内的逻辑高电平时长。 5.如权利要求1所述的控制电路，其中在所述逻辑单元处，死区时间信号响应过零检 测信号的下降沿变为高电平，响应比较信号的下降沿变为低电平。 6.如权利要求1所述的控制电路，还包括：短脉冲电路，耦接在所述逻辑或非电路的输 出端子。
8、和逻辑电路的置位输入端子之间，所述短脉冲电路接收置位信号，并根据置位信号 产生短脉冲信号至逻辑电路的置位输入端子。 7.如权利要求1所述的控制电路，还包括：运算器，接收峰值保持信号和锯齿波信号， 所述运算器对峰值保持信号和锯齿波信号执行相加运算，并将运算结果提供至第一比较 器。 8.一种用于升压功率因数校正变换电路的方法，所述升压功率因数校正变换电路接收 交流输入信号，提供输出信号，所述升压功率因数校正变换电路包括储能元件和功率开关， 所述方法包括： 采样流过所述储能元件或功率开关的电流，得到电流采样信号； 提供表征流过所述储能元件电流过零情况的过零检测信号； 对电流采样信号与锯齿波信号之和与。
9、参考电平进行比较，得到比较信号； 响应所述比较信号和过零检测信号，得到死区时间信号； 对所述死区时间信号和过零检测信号进行逻辑运算，得到置位信号； 响应所述死区时间信号和固定电压，得到转换电压； 将所述转换电压转化为与之成比例的电流信号； 响应开关控制信号，在开关控制信号将所述功率开关导通时所述电流信号对第一充电 电容进行充电，在开关控制信号将所述功率开关断开时将第一充电电容短接放电； 产生表征输出信号的反馈信号； 将反馈信号和电压参考信号的差值放大并积分，得到补偿信号； 比较第一充电电容两端电压与补偿信号的大小，得到复位信号； 响应所述置位信号和复位信号，得到所述开关控制信号，用以控制所述功。
10、率开关；其中 所述转换电压与所述固定电压和死区时间信号的关系为： 其中V DT 代表转换电压的电压值、V R 代表固定电压的电压值、T代表死区时间信号的周 期，t H 代表死区时间信号在一个周期内的逻辑高电平时长。 9.如权利要求8所述的方法，其中所述锯齿波信号响应死区时间信号进行变化：当死 权 利 要 求 书CN 104467408 A 3/3页 4 区时间信号由逻辑低电平转为逻辑高电平时，锯齿波信号开始上升；当死区时间信号由逻 辑高电平转为逻辑低电平时，锯齿波信号快速下降。 10.如权利要求8所述的方法，其中所述步骤“响应所述比较信号和过零检测信号得到 死区时间信号”包括：死区时间信号响应。
11、过零检测信号的下降沿变为高电平，响应比较信号 的下降沿变为低电平。 权 利 要 求 书CN 104467408 A 1/8页 5 一种用于升压功率因数校正变换电路的控制电路及其方法 技术领域 0001 本发明涉及一种开关电路，更具体地说，本发明涉及一种升压功率因数校正(PFC) 变换电路及其方法。 背景技术 0002 升压PFC变换电路常常采用恒定导通模式。在该控制模式下，升压PFC变换电路 在每个开关周期中，其开关在电感电流过零时被导通，并导通一固定时间。在该控制模式 下，升压PFC变换电路运行于临界模式，从而减小开关损耗。然而，采用这种控制方式，升压 PFC变换电路的开关频率在输入线电压过。
12、零时其峰值特别高，参见图1所示的现有升压PFC 变换电路的电感电流I L 和开关频率f sw 的时序波形图。尤其在高的输入线电压和轻载状态 下，效率将随着开关频率的变高而恶化。 发明内容 0003 因此本发明的目的在于解决现有技术的上述技术问题，提出一种改进的用于升压 功率因数校正变换电路的控制电路及其方法。 0004 为实现上述目的，本发明提出了一种用于升压功率因数校正变换电路的控制电 路，所述升压功率因数校正变换电路接收交流输入信号、提供输出信号，所述升压功率因数 校正变换电路包括整流单元、储能元件、第一功率开关开关、第二功率开关、提供表征流过 储能元件电流过零情况的过零检测信号的过零检测。
13、器，所述控制电路包括：峰值保持电路， 接收表征流过储能元件的电流的电流检测信号，产生表征流过储能元件的峰值电流的峰值 保持信号；锯齿波产生电路，产生锯齿波信号；第一比较器，接收峰值保持信号、锯齿波信 号和参考电平，所述第一比较器将峰值保持信号与锯齿波信号之和与参考电平进行比较， 并根据比较结果产生比较信号；逻辑单元，具有第一输入端子、第二输入端子和输出端子， 其第一输入端子耦接至第一比较器接收比较信号，第二输入端子接收过零检测信号，所述 逻辑单元根据比较信号和过零检测信号产生死区时间信号；逻辑或非电路，具有第一输入 端子、第二输入端子和输出端子，其第一输入端子耦接至逻辑单元的输出端子接收死区时。
14、 间信号，第二输入端子接收过零检测信号，所述逻辑或非电路根据死区时间信号和过零检 测信号产生置位信号；电压转换单元，接收固定电压和死区时间信号，产生转换电压；电压 电流转化器，耦接至电压转换单元接收转换电压，并将转换电压转化为与之成比例的电流 信号；第一充电电容和充电开关，并联耦接在电压电流转换器和参考地之间，所述充电开关 的开关状态与第一功率开关的开关状态相反；误差放大器，具有第一输入端子、第二输入端 子和输出端子，其第一输入端子接收表征输出信号的反馈信号，其第二输入端子接收电压 参考信号，所述误差放大器将反馈信号和电压参考信号的差值放大并积分，在其输出端子 产生补偿信号；第二比较器，具有第。
15、一输入端子、第二输入端子和输出端子，其第一输入端 子接收第一充电电容两端的电压，其第二输入端子耦接至误差放大器的输出端子接收补偿 信号，所述第二比较器比较第一充电电容两端电压和补偿信号的大小，并根据比较结果产 说 明 书CN 104467408 A 2/8页 6 生复位信号；逻辑电路，具有置位输入端子、复位输入端子和输出端子，其置位输入端子耦 接至逻辑或非电路的输出端子接收置位信号，复位输入端子耦接至第二比较器的输出端子 接收复位信号，所述逻辑电路基于所述置位信号和复位信号，在其输出端子产生开关控制 信号，用以控制第一功率开关。 0005 为实现上述目的，本发明还提出了一种用于升压功率因数校正。
16、变换电路的方法， 所述升压功率因数校正变换电路接收交流输入信号，提供输出信号，所述升压功率因数校 正变换电路包括储能元件和功率开关，所述方法包括：采样流过所述储能元件或功率开关 的电流，得到电流采样信号；提供表征流过所述储能元件电流过零情况的过零检测信号； 对电流采样信号与锯齿波信号之和与参考电平进行比较，得到比较信号；响应所述比较信 号和过零检测信号，得到死区时间信号；对所述死区时间信号和过零检测信号进行逻辑运 算，得到置位信号；响应所述死区时间信号和固定电压，得到转换电压；将所述转换电压转 化为与之成比例的电流信号；响应开关控制信号，在开关控制信号将所述功率开关导通时 所述电流信号对第一充。
17、电电容进行充电，在开关控制信号将所述功率开关断开时将第一充 电电容短接放电；产生表征输出信号的反馈信号；将反馈信号和电压参考信号的差值放大 并积分，得到补偿信号；比较第一充电电容两端电压与补偿信号的大小，得到复位信号；响 应所述置位信号和复位信号，得到所述开关控制信号，用以控制所述功率开关；其中所述转 换电压与所述固定电压和死区时间信号的关系为： 0006 0007 其中V DT 代表转换电压的电压值、V R 代表固定电压的电压值、T代表死区时间信号 的周期，t H 代表死区时间信号在一个周期内的逻辑高电平时长。 0008 根据本发明各方面的上述用于升压PFC变换电路的控制电路及方法，保证了升。
18、压 PFC变换电路的整体运行效率。 附图说明 0009 图1示意性地示出了现有升压PFC变换电路的电感电流和开关频率的时序波形 图； 0010 图2示意性地示出了根据本发明一实施例的升压PFC变换电路100； 0011 图3示意性地示出了根据本发明一个实施例的图2所示升压PFC变换电路100的 控制电路107的电路结构示意图； 0012 图4示意性地示出了图3所示控制电路107中锯齿波信号T saw 、死区时间信号S DT 、 过零检测信号ZCD、开关控制信号Tg、比较信号Sc、参考电平Vref和电流检测信号I CS 的时 序波形图； 0013 图5示意性地示出了图3所示控制电路107中标出各。
19、时间段的电流检测信号I CS 、 死区时间信号S DT 和开关控制信号Tg时序波形图； 0014 图6示意性地示出了图1所示升压PFC变换电路100的开关频率f sw 与流过储能 元件102的电流I 102 的时序波形图； 0015 图7示出了根据本发明一实施例的锯齿波产生电路82的电路结构示意图； 0016 图8示出了根据本发明一个实施例的峰值保持电路81的电路结构示意图； 说 明 书CN 104467408 A 3/8页 7 0017 图9示出了根据本发明又一个实施例的控制电路207的电路结构示意图； 0018 图10为根据本发明又一实施例的用于升压功率因数校正变换电路的方法的流程 示意图。
20、200。 具体实施方式 0019 下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例 说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特 定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发 明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。 0020 在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味 着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。 因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例。
21、” 或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和/或子组合将特 定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当 理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。应当理解， 当称元件“耦接到”或“连接到”另一元件时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可 以存在中间元件。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，不存在中间 元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关 列出的项目的任何和所有组合。 0021 图2示意性地示出了根据本发明一实施例的升压PFC变换电路100。。
22、如图2所示， 升压PFC变换电路100包括：第一输入端口11和第二输入端口12，接收交流输入信号V AC ； 输出端口13，提供输出信号V O ；整流单元101，耦接至第一输入端口11和第二输入端口12， 接收交流输入信号V AC ，并产生整流信号V DC ；储能元件102，具有第一端子和第二端子，其第 一端子耦接至整流单元101接收整流信号V DC ；第一功率开关103，耦接在储能元件102的第 二端子和参考地之间，所述第一功率开关103具有接收开关控制信号Tg的控制端子；第二 功率开关104，耦接在储能元件102的第二端子和输出端口13之间；输出电容105，耦接在 输出端口13和参考地之间。
23、；过零检测器106，用以提供表征流过储能元件102电流过零情 况的过零检测信号ZCD；控制电路107，耦接过零检测信号ZCD和表征流过储能元件102的 电流的电流检测信号I CS ，并基于过零检测信号ZCD和电流检测信号I CS ，产生所述开关控制 信号Tg。 0022 在一个实施例中，第二功率开关104包括功率二极管。 0023 在一个实施例中，电流检测信号I CS 通过检测流过第一功率开关103的电流实现。 例如，通过检测与第一功率开关103串联耦接的检测电阻两端电压实现(未图示)。 0024 在一个实施例中，所述储能元件102包括变压器原边绕组21；所述升压PFC变换 电路100还包括：。
24、辅助绕组22，耦接在过零检测器106和参考地之间，以检测流过储能元件 的电流的过零情况。当第一功率开关103闭合导通时，流过储能元件102的电流增大，辅助 绕组两端电压为上负下正，过零检测信号ZCD为逻辑低电平；当第一功率开关103断开、第 二功率开关104续流时，辅助绕组22两端电压为上正下负，过零检测信号ZCD为逻辑高电 平。 说 明 书CN 104467408 A 4/8页 8 0025 在一个实施例中，电流检测信号I CS 为电压信号，如电流检测信号I CS 为某电流采样 电阻两端的电压降。在其他实施例中，电流检测信号I CS 为电流信号。 0026 图3示意性地示出了根据本发明一个实。
25、施例的图2所示升压PFC变换电路100的 控制电路107的电路结构示意图。在图3所示实施例中，控制电路107包括：置位信号产生 电路108，产生置位信号Set；复位信号产生电路109，产生复位信号Reset；逻辑电路110， 具有置位输入端子S、复位输入端子R和输出端子Q，其置位输入端子S耦接至置位信号产 生电路108接收置位信号Set，复位输入端子R耦接至复位信号产生电路109接收复位信 号Reset，所述逻辑电路110基于所述置位信号Set和复位信号Reset，在其输出端子Q产 生开关控制信号Tg。 0027 具体来说，在图3所示实施例中，置位信号产生电路108包括：峰值保持电路81， 接。
26、收表征流过储能元件102电流的电流检测信号I CS ，产生表征流过储能元件102峰值电 流的峰值保持信号I PK ；锯齿波产生电路82，产生锯齿波信号T saw ；第一比较器83，接收峰值 保持信号I PK 、锯齿波信号T saw 和参考电平Vref，所述第一比较器83将峰值保持信号I PK 与 锯齿波信号Tsaw之和与参考电平Vref进行比较，并根据比较结果产生比较信号Sc；逻辑 单元84，具有第一输入端子、第二输入端子和输出端子，其第一输入端子耦接至第一比较器 83接收比较信号Sc，第二输入端子接收过零检测信号ZCD，所述逻辑单元84根据比较信号 Sc和过零检测信号ZCD产生死区时间信号S。
27、 DT ；逻辑或非电路85，具有第一输入端子、第二 输入端子和输出端子，其第一输入端子耦接至逻辑单元84的输出端子接收死区时间信号 S DT ，第二输入端子接收过零检测信号ZCD，所述逻辑或非电路85根据死区时间信号S DT 和过 零检测信号ZCD产生置位信号Set。 0028 在图3所示实施例中，复位信号产生电路109包括：电压转换单元91，接收固定电 压V R 和死区时间信号S DT ，产生转换电压V DT ；电压电流转化器92，耦接至电压转换单元91 接收转换电压V DT ，并将转换电压V DT 转化为与之成比例的电流信号Ich(IchV DT K I ，其中 K I 为转化系数)；第一。
28、充电电容93和充电开关94，并联耦接在电压电流转换器92和参考地 之间，所述充电开关94的开关状态与第一功率开关103的开关状态相反(即所述充电开关 94被开关控制信号Tg的反向信号Tg控制)，所述第一充电电容93在充电开关94闭合导 通时被短接至地，在充电开关94断开时被电流信号Ich充电；误差放大器95，具有第一输 入端子、第二输入端子和输出端子，其第一输入端子接收表征输出信号V O 的反馈信号V FB ， 其第二输入端子接收电压参考信号V T ，所述误差放大器95将反馈信号V FB 和电压参考信号 V T 的差值放大并积分，在其输出端子产生补偿信号V com ；第二比较器96，具有第一输。
29、入端子、 第二输入端子和输出端子，其第一输入端子接收第一充电电容93两端的电压V ramp ，其第二 输入端子耦接至误差放大器95的输出端子接收补偿信号V com ，所述第二比较器96比较第一 充电电容93两端电压V ramp 和补偿信号V com 的大小，并根据比较结果产生复位信号Reset； 其中在电压转换单元91处，转换电压V DT 和固定电压V R 以及死区时间信号S DT 的关系为： 0029 0030 其中T为死区时间信号S DT 的周期(即开关周期)，t H 为死区时间信号S DT 在一个 周期内的逻辑高电平时长(即死区时间)。 0031 在一个实施例中，固定电压V R 在高的交。
30、流输入电压(即高的线电压)情况下，其 说 明 书CN 104467408 A 5/8页 9 电压值是低的线电压情况下的3倍。 0032 在一个实施例中，所述置位信号产生电路108还包括运算器86，接收峰值保持信 号I PK 和锯齿波信号T saw ，所述运算器86对峰值保持信号I PK 和锯齿波信号T saw 执行相加运 算，并将运算结果提供至第一比较器83。 0033 在一个实施例中，所述锯齿波产生电路82根据死区时间信号S DT 产生锯齿波信号 T saw ：当死区时间信号S DT 由逻辑低电平转为逻辑高电平时，锯齿波信号T saw 开始上升；当死 区时间信号S DT 由逻辑高电平转为逻辑。
31、低电平时，锯齿波信号T saw 快速下降。也就是说，锯 齿波信号T saw 响应死区时间信号S DT 的上升沿开始上升，响应死区时间信号S DT 的下降沿快 速下降。 0034 在一个实施例中，所述逻辑单元84在过零检测信号ZCD由逻辑高电平转为逻辑低 电平时，死区时间信号S DT 变为高电平；在比较信号Sc由逻辑高电平转为逻辑低电平时，死 区时间信号S DT 变为低电平。也就是说，死区时间信号S DT 响应过零检测信号ZCD的下降沿 变为高电平，并响应比较信号Sc的下降沿变为低电平。 0035 在一个实施例中，所述电压转换单元91包括：第一开关11，具有第一端子、第二端 子和控制端子，其第一。
32、端子接收固定电压V R ，第二端子耦接至电压电流转换器92，控制端子 接收死区时间信号S DT ；第二开关12，具有第一端子、第二端子和控制端子，其第一端子耦接 至参考地，第二端子耦接至电压电流转换器92，控制端子接收死区时间信号S DT ；存储电容 13，耦接在电压电流转换器92和参考地之间；其中所述第一开关11和第二开关12互补导 通。 0036 在一个实施例中，所述第一开关11在死区时间信号S DT 为逻辑低电平时导通，所述 第二开关12在死区时间信号S DT 为逻辑高电平时导通。在一个实施例中，死区时间信号S DT 经由反相器14耦接至第一开关11的控制端子。 0037 在一个实施例中。
33、，所述电压转换单元91还包括：第一连接电阻15，与第一开关11 串联耦接；第二连接电阻16，与第二开关12串联耦接。 0038 以下结合图4和图5阐述升压PFC变换电路100的运行过程。 0039 在升压PFC变换电路100运行时，若流过储能元件102的电流较大，即电流检测信 号I CS 较大，则峰值保持电路81输出的峰值保持信号I PK 也较大。相应地，第一比较器83输 出的比较信号Sc保持为逻辑低电平。此时，死区时间信号S DT 和置位信号Set由过零检测 信号ZCD决定，升压PFC变换电路100工作在连续模式。 0040 若交流输入电压V AC (即线电压)在其过零点附近，流过储能元件1。
34、02的电流较小， 即电流检测信号I CS 较小，则峰值保持电路81输出的峰值保持信号I PK 也较小。若峰值保持 信号I PK 小于参考电平Vref，则比较信号Sc为逻辑高电平。在一个开关周期内，死区时间信 号S DT 响应比较信号Sc和过零检测信号ZCD。在t0时刻，开关控制信号Tg由逻辑高电平 跳变为逻辑低电平，第一功率开关103断开，第二功率开关104续流，此时过零检测信号ZCD 由逻辑低电平跳变为逻辑高电平。由于此时流过储能元件102的电流峰值很小，该电流在 短时间内降为零，过零检测信号ZCD在该短时间之后又跳变为低电平。死区时间信号S DT 响 应过零检测信号ZCD的该下降沿跳变为高。
35、电平。相应地，死区时间信号S DT 的该上升沿使得 锯齿波信号T saw 开始上升。当锯齿波信号T saw 在t1时刻上升至其与峰值保持信号I PK 之和 大于参考电平Vref时，比较信号Sc跳变为低电平。死区时间信号S DT 响应比较信号Sc的 说 明 书CN 104467408 A 6/8页 10 该下降沿，变为低电平。一方面，死区时间信号S DT 的该下降沿使得锯齿波信号T saw 快速下 降。另一方面，逻辑与非电路85的两个输入信号(死区时间信号S DT 和过零检测信号ZCD) 均为逻辑低电平，则其输出的置位信号Set由逻辑低电平变为逻辑高电平。相应地，逻辑电 路110被置位，开关控制。
36、信号Tg变为逻辑高电平。第一功率开关103被闭合导通，流过储 能元件102的电流从零开始增大，升压PFC变换电路100进入下一个开关周期。 0041 可以看出，当流过储能元件102的电流峰值较小时(如在线电压过零点附近)，升 压PFC变换电路100会进入断续模式：当死区时间信号S DT 为逻辑高电平时，流过储能元件 102的电流为零。此时，第一功率开关103和第二功率开关104上均没有电流流过。 0042 在任意一个开关周期中，开关周期为T，死区时间为t H (在连续模式下，t H 0)，假 定第一功率开关103的导通时间为T on ，第二功率开关104的续流时间为T off ，参见图5所示 。
37、标出各时间段的电流检测信号I CS 、死区时间信号S DT 和开关控制信号Tg时序波形图，则 0043 T on +T off T-t H (2) 0044 该周期的平均输入电流I in 与交流输入电压V AC 的关系为： 0045 0046 其中L为储能元件102的感抗值。 0047 在复位信号产生电路109处，第一充电电容93两端电压V ramp 与转换电压V DT 的关 系为： 0048 0049 其中C 93 为第一充电电容93的电容值。而根据比较器的虚短原理， 0050 V ramp V com (5) 0051 综合关系式(1)-(5)，可以得到： 0052 0053 在一个开关周。
38、期内，固定电压V R 的电压值，补偿信号V com 的电压值、储能元件102 的感抗值L、第一充电电容93的电容值C 93 均基本恒定。因此，交流输入电压V AC 和平均输 入电流I in 的比值基本恒定，升压PFC变换电路100达到了功率因数校正的作用。 0054 由于升压PFC变换电路100在线电压过零点附近，其平均输入电流也较小。因此， 升压PFC变换电路100在线电压过零点附近的运行模式为如上所述的断续模式。由于死区 时间的存在，升压PFC变换电路100在线电压过零点附近的开关频率f sw 较小，从而不会影 响升压PFC变换电路100的运行效率。其开关频率f sw 与流过储能元件102。
39、的电流I 102 的 关系如图6所示。 0055 图7示出了根据本发明一实施例的锯齿波产生电路82的电路结构示意图。在图 7所示实施例中，所述锯齿波产生电路82包括：锯齿波输出端口20，输出所述锯齿波信号 T saw ；复位开关21、第二充电电容22，两者并联耦接在锯齿波输出端口20和参考地之间；充 电电流源23，耦接在供电电源和锯齿波输出端口20之间；其中所述复位开关21在死区时 说 明 书CN 104467408 A 10 7/8页 11 间信号S DT 为低电平时闭合导通、在死区时间信号S DT 为高电平时断开。 0056 图8为根据本发明一实施例的峰值保持电路81的电路结构示意图。在图。
40、8所示 实施例中，所述峰值保持电路81包括：运算放大器31，具有第一输入端子、第二输入端子和 输出端子，其第一输入端子接收所述电流检测信号I CS ；二极管34，具有阳极端和阴极端，其 阳极端耦接至运算放大器31的输出端子，阴极端耦接至运算放大器31的第二输入端子；采 样保持电阻32，耦接在二极管34的阴极端和参考地之间；采样保持电容33，耦接在二极管 34的阴极端和参考地之间；其中采样保持电容33两端的电压为所述峰值保持信号I PK 。 0057 图9示出了根据本发明又一个实施例的控制电路207的电路结构示意图。图9所 示控制电路207与图3所示控制电路107相似，与图3所示控制电路107不。
41、同的是，图9所 示控制电路207还包括：短脉冲电路111，耦接在所述逻辑或非电路85的输出端子和逻辑 电路110的置位输入端子S之间。在图9所示实施例中，所述短脉冲电路111接收置位信 号Set，并根据置位信号Set产生短脉冲信号至逻辑电路110的置位输入端子S。 0058 图9所示控制电路207的电路原理与图3所示控制电路107的电路原理相似，为 叙述简明，这里不再详述。 0059 进一步地，本发明还提出了一种用于升压功率因数校正变换电路的方法，如图10 所示的为根据本发明又一实施例的用于升压功率因数校正变换电路的方法的流程示意图 200。所述升压功率因数校正变换电路接收交流输入信号，提供输。
42、出信号，所述升压功率因 数校正变换电路包括储能元件和功率开关，所述方法包括： 0060 步骤202，采样流过所述储能元件或功率开关的电流，得到电流采样信号。 0061 步骤204，提供表征流过所述储能元件电流过零情况的过零检测信号。 0062 步骤206，对电流采样信号与锯齿波信号之和与参考电平进行比较，得到比较信 号。 0063 步骤208，响应所述比较信号和过零检测信号，得到死区时间信号。 0064 步骤210，对所述死区时间信号和过零检测信号进行逻辑运算，得到置位信号。在 一个实施例中，所述逻辑运算为逻辑或非运算。 0065 步骤212，响应所述死区时间信号和固定电压，得到转换电压，其中。
43、所述转换电压 与所述固定电压和死区时间信号的关系为： 0066 0067 其中V DT 代表转换电压的电压值、V R 代表固定电压的电压值、T代表死区时间信号 的周期，t H 代表死区时间信号在一个周期内的逻辑高电平时长。 0068 步骤214，将所述转换电压转化为与之成比例的电流信号。 0069 步骤216，响应开关控制信号，在开关控制信号将所述功率开关导通时所述电流信 号对第一充电电容进行充电，在开关控制信号将所述功率开关断开时将第一充电电容短接 放电。 0070 步骤218，产生表征输出信号的反馈信号。 0071 步骤220，将反馈信号和电压参考信号的差值放大并积分，得到补偿信号。 00。
44、72 步骤222，比较第一充电电容两端电压与补偿信号的大小，得到复位信号。 0073 步骤224，响应所述置位信号和复位信号，得到所述开关控制信号，用以控制所述 说 明 书CN 104467408 A 11 8/8页 12 功率开关。 0074 在一个实施例中，其中所述锯齿波信号响应死区时间信号进行变化：当死区时间 信号由逻辑低电平转为逻辑高电平时，锯齿波信号开始上升；当死区时间信号由逻辑高电 平转为逻辑低电平时，锯齿波信号快速下降。 0075 在一个实施例中，所述步骤208，响应所述比较信号和过零检测信号得到死区时间 信号包括：死区时间信号响应过零检测信号的下降沿变为高电平，响应比较信号的下。
45、降沿 变为低电平。 0076 在一个实施例中，所述方法还包括：响应所述置位信号产生短脉冲信号；其中所 述开关控制信号响应于所述短脉冲信号和所述复位信号。 0077 从以上各实施例可以看出，本发明提出的升压PFC变换电路和方法在实现PFC功 能的同时减小了其在过零点附近的频率，从而保证了升压PFC变换电路的整体运行效率。 0078 虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示 例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实 质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神 和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权 利要求所涵盖。 说 明 书CN 104467408 A 12 1/5页 13 图1 图2 说 明 书 附 图CN 104467408 A 13 2/5页 14 图3 图4 说 明 书 附 图CN 104467408 A 14 3/5页 15 图5 图6 图7 图8 说 明 书 附 图CN 104467408 A 15 4/5页 16 图9 说 明 书 附 图CN 104467408 A 16 5/5页 17 图10 说 明 书 附 图CN 104467408 A 17 。