本发明与1993年3月11日提出的、转让给本发明受让人的
凌馥蕴的美国专利No.08/031,258“扩谱通信系统中的相干通信
方法和设备”(Fuyun Ling“Method and apparatus for Coherent
Communication in a Spread Spectrum Communication System”
)有关。
通信系统有多种形式。总的来说，通信系统的用途是将载有信
息的信号从信息源发送给远处的用户终端。通常，通信系统由发射
机、信道和接收机这三个基本部分组成。发射机具有将消息信号处
理成适合在信道上传输的形式的功能。这种消息信号的处理称为调
制。信道的功能是提供发射机输出端和接收机输入端之间的物理连
接。接收机的功能是对所接收的信号进行处理以产生对原消息信号
的估计信号。这种对接收信号的处理称为解调。
有一种通信系统称为扩谱系统。这种调制技术用于发射信号
被扩展到通信信道的一个很宽的频带上，这个频带远大于发射要
发送的信息所需的最小带宽。例如，语音信号用调幅(AM)在仅两
倍于信息本身带宽的频带内发送。如果用诸如小偏移频率调制
(FM)或单边带AM之类的其他形式的调制，也允许信息在与信
息本身带宽相当的带宽中发送。然而，在扩谱系统中，对要发射的信
号进行调制一般包括使用带宽仅为几个千赫的基带信号(如语音
信号)，将这个要发射的信号扩展分布到可能有几个兆赫的频带上。
这是通过用要发送的信息和一个宽带编码信号对要发射的信号(载
波)进行调制来实现的。
现有三种常用的扩谱通信技术：直接序列调制，频率和/或时间
跳变调制，以及线性频率调制。在直接序列调制中，载波信号由一
个位速率远大于信息信号带宽的数字码序列的调制。
可以用几种方法将信息(即由语音和/或数据构成的消息信
号)嵌入直接序列扩谱信号中。一种方法是先将信息加到扩展码
上，然后再进行扩展调制。应该注意的是，要发送的信息在加到扩
展码上前必需是数字形式，因为将扩展码与信息通常是二进制码的
合并涉模2加法运算。另外信息或消息信号可用于调制载波，然后
再进行扩频。
很容易将这些直接序列扩谱系统设计成各种多址通信系统。
例如，可以将一个扩谱系统设计成一个直接序列码分多址(DS—
CDMA)系统。在DS—CDMA系统中，两个通信单元之间的通信
是通过用专用的用户扩展码分别将每个要被发射的信号扩展到整
个通信信道频带来实现的。结果，许多发射信号在通信信道的同一
频带内，仅以相应的专用的用户扩展码相分离。这些专用的用户
扩展码最好是相互正交的，这样，扩展码之间的互相关就极小(近似
为零)。
通过用与要从通信信道中检索的特定发射信号对关的用户扩
展码对通信信道中的一个代表和信号的信号进行去扩展，就可以
从通信信道中检索出这特定发射信号。此外，当各用户扩展码是相
互正交的，接收信号可与一个特定用户扩展码相关，使得只有与这
个特定用户扩展码对关的所需的用户信号得到增强，而所有其他
用户的信号则全部受到抑制。
熟悉该技术的人员可以理解，存在几种不同的扩展码可使DS
—CDMA通信系统中数据信号相互分离。这些扩展码包括但并不
只限于伪噪声(PN)码和沃尔升(Walsh)码。一个沃尔升码相当于
哈达马(Hadamard)矩阵中的单独一行或一列。
此外，如所周知，扩展码可用来对数据信号进行信道编码。通过
对数据信号进行信道编码，使发射信号能更为经得住诸如噪声、衰
落和干扰等由信道产生的各种有害扰乱，从而改善了通信系统性
能。通常，信道编码可降低误码概率和/或所要求的信噪比(一般表
示为位能量与噪声密度之比，即Eb/No，这可定义为每个信息位的
能量与噪声谱密度之比)以将发射数据信号必需的频带扩宽为代
价来换取信号复现性能的改善。例如，沃尔升码可用于在下次传输
的数据信号调制前对数据信号进行信道编码。PN扩展码同样也能
用来对数据信号进行信道编码。
然而，对于那些要求能处理一定数量的同时通信(所有都具有
最小的信噪比)的通信系统设计来说，单用信道编码不能提供要求
的信噪比。这种设计限制条件在某些情况下可通过设计通信系统对
发射信号进行相干检测(而不同非相干接收技术)来满足。在相干检
测系统中，可以确定信道响应，因此由通信信道引起的相位和振幅
失真的影响能用匹配滤波器加以补偿。相反，非相干检测系统通常
不补偿由通信信道引起的接收信号的相位失真。如所周知，对于同
样的误码率(即表示可允许的干扰电平的设计限制条件)，相干接
收机所要求的信噪比(Eb/No)要低于非相干接收机所要求的信噪
比，粗略地说，对于瑞利衰落信道，两者相差约为3分贝。在采用分
集接收时，相干接收机的优点更为显著，因为最佳相干接收机没有
组合损耗，而非相干接收机却总是有组合损耗。
有助于发射信号相干检测的一种方法是利用一个导频信号。例
如在蜂窝式通信系统中，如果基站发射一个导频信号，则前向信道
或下行链路(即从基站至移动台的下行链路)可以进行相干检测，接
下来各移动台可利用这个导频信号来估计信道的相位和振幅参差，
然而，对于反向信道或上行链路(即从移动台至基站)，用这种公共
导频信号就不方便了。因此本领域普通技术人员通常都认为适合上
行通信的只有非相干检测技术。所以近来许多刊物都已将注意力
集中在DS—CDMA系统相干接收的最佳化上。在理论上，通信系
统应该设计成相干接收DS—CDMA信号的系统。
然而，对于那些要求能处理一定数量的同时通信(所有都具有
最小的信/噪比)的通信系统设计来说，信道编码和相干检测仍不
能提供所要求的信噪比。如所周知，在扩谱CDMA通信系统中通
信信道的噪声干扰电平直接与在通信信道中同时通信数码而不是
分用户数有关。因此，为了减少噪声干扰，通常就要限制在通信信道
中同时通信的码分用户数。
此外，噪声干扰还受接收信号的功率电平的影响。在一些扩谱
通信系统(例如蜂窝式系统)中，中心通信站通常要从电磁频谱的
特定频带检测或接收几个信号。中心通信站调整接收机各部件，以
最优化接收在特定接收信号功率阈值的信号。因此，对于那些功率
等于或接近特定功率阈值电平的接收信号，接收情况是最佳的，而
对于那些功率不等于或不接近特定功率阈值电平的接收信号，接
收情况就不是最佳了。一个非最佳接收信号会有较高的误码率，还
会对其他接收机产生有害干扰。非最佳接收信号的这些所不希望的
影响使通信系统必需进一步限制在与中心通信站相联的通信信道
中同时通信的用户数。
因此，要求能将接收信号的功率保持在或接近特定功率阈值
电平。这可以通过调整要向中心通信站发射的发射机的输出信号功
率电平来实现。这样，通过采用各种功率控制方案将接收信号的功
率保持在特定功率阈值电平，可以在满足最大误码率限制的条件
下使得在一个通信信道中允许同时通信的用户数达到最大。这在车
辆速度很慢时尤为重要。为了获得有效的功率控制，需要无偏和精
确的功率估计对于DS—CDMA通信系统中的非相干检测技术，已
经提出了利用正交符号(位交错或正交符号交错)来估计功率的方
法。然而，需要有一个更精确的接收信号功率估计方案，以便用于相
干DS—CDMA扩谱通信系统。通过采用更精确的接收信号功率
估计方案，可以使通信信道中同时通信的用户数增加，超过采用不
太精确的接收信号功率估计方案时在一个通信信道中同时通信的
用户数，而保持相同的最大错误率极限。
在以下说明中介绍了上行键路DS—CDMA通信系统中功率
控制的一个新途径。这个新途径是以相干检测为基础的，信道估计
是根据基准符号进行的，这在前面所提到的授予莫托罗拉公司
(Motorola Inc.)的相关美国专利No.08/031,258“扩谱通信系统
中的相关通信方法和设备”中有所说明。在这种相干通信方案中，
在卷积编码位中均匀地插入了一些用于信道估计的基准位。在接
收方，这些已知的基准位用来产生值为±1的基准符号。利用这些
基准符号和基准样点值(与基准位对应的接收信号样点值)得出精
确的信道估计，但延迟稍大了些(例如为4毫秒左右)。
虽然这样大小的延迟对总的上行链路通信可能不成问题，然
而对功率控制系统中的功率估计却是不能容忍的。为了减少总的功
率控制延迟，应该只用少数几个基准样点值得出一个功率估值。这
种估值虽然是无偏的，但噪声很大。遗憾的是，采用这种大噪声的功
率估值会降低功率控制的有效性。这个问题可以通过利用所有的接
收信号样点值(而不只是基准样点值)进行功率估计来解决。估计方
法采用最大似然(ML)信道估计方法，这在大卫·范尔克耐的美国
专利No.08/106,250“接收机的通道增益估计”(David Falconer
“Path Gain Estimation in a Receiver”)中有所说明，该专利在
1993年8月13日提出申请，并转让给莫托罗拉公司，在此列为相
关专利。根据ML方法得到的功率估值确实优于只根据基准符号
得到的功率估值。然而，这种ML功率估计方法仍然不如在非相干
DS—CDMA通信系统设计中所使用的根据正交符号进行的功率
估计那样有效。
这种有效性差的情况可以通过模拟得到证明：与非相干检测相
比，相干检测的增益在车辆速度较高时比车辆速度较低时大。在称
为国际标准IS—95的通信标准或电子工业协会颁布的“双模式宽
带扩谱蜂窝系统的移动站—基站兼容标准”(“Mobile Station—
Base Station Compatibility Standard for Dual—Mode Wideband
Spread Spectrum Cellular System”Electronic Industries
Association(EIA)，2001Eye Stieet，N.W.，Washington，D.C.
20006)中描述了一种这样的非相干DS—CDMA系统。在采用ML
功率估计方案时，对于车辆速度为每小时100公里的情况，相干检
测方案的增益要比这种非相干检测方案(即IS—95中的方案)高大
约2.5分贝。然而对于速度为每小时15公里的情况，则这增益下降
为1.7分贝。因此，进一步改善功率估计是十分重要的，特别是对低
速行驶的车辆的情况。在以下说明中揭示了一种功率控制方法，这
种方法在估计信号功率时不仅利用已知的基准符号，而且还利用
了与先前未知的编码位对应的接收信号样点值。为了说明这种功率
控制方法的应用环境，将首先介绍一种基本的相干DS—CDMA
通信系统。然后，再对如何将功率控制用于这种基本通信系统的各
个方面加以说明。
本领域的技术人员可以理解，虽然以下就蜂窝式通信系统加
以说明，但这里所提出的原理同样也可用于其他类型的通信系统
(例如，个人通信系统、中继系统、卫星通信系统、数据网络等)。
图1示出了一个在扩谱通信系统中进行相干通信的系统。在
这个通信系统的编码部100中，业务信道的各数据位102以某一
特定位速率(例如9.6千位/秒)输入到编码器104。这些输入的业
务信道数据位可以包括经语音编码器变换成数据的语音、纯数据或
这两种数据的组合。编码器104用一种有利于以后将数据符号用
最大似然法解码成数据位的编码算法(如卷积或块编码算法)以固
定的编码率(1/r)将输入数据位编码成数据符号。例如，编码器104
以一个数据位对应三个数据符号的固定编码率(即1/3)对输入数
据位102(如为以9.6千位/秒速率接收的192个输入数据位)进行
编码，输出数据符号106(如为以28.8千符号/秒速率输出的576
个数据符号)。
然后，数据符号106输入到数字复用器108。数字复用器108
将数据符号106组织成块(即帧)，并对输入的数据符号106按符
号为单位进行块交错处理。在数字复用器108中，数据符号被输入
到矩阵内，这个矩阵规定了一个预定大小的数据符号块。数据符号
在按列填满矩阵后按行逐个从矩阵输出。一般来说，这个矩阵是一
个行数等于列数的方阵；然而，也可选用其他类型的矩阵，以便增
加相继输入的未交错数据符号之间的输出交错距离。数字复用器
108以与输入数据符号的速率相同的速率(如28.8千符号/秒)输
出交错数据符号110。由矩阵规定的数据符号块的预定的大小取决
于在预定长度的传输块内以编码位速率能发送的数据符号的最多
个数。例如，从编码器104输出数据符号106的速率为28.8千符号
/秒，而传输块的预定长度为20毫秒，则数据符号块的预定大小
为：28.8千符号/秒×20毫秒＝576数据符号，相应的矩阵为一个
18×32矩阵。
交错数据符号110输入到基准位插入器112，由基准位插入器
112每隔M个交错数据符号110插入L个已知的基准位。为了简
明起见，假设：L＝1，M＝6；而每个插入的基准位都是一个“0”位。
然而，熟悉该技术的可以理解，L和M可以取任何其他值，基准位
也可以是任何诸如全“1”位或几个“1”位后有几个“0”位之类的已
知序列，这都不背离本发明的精神实质和保护范围。当L＝1和M
＝6时，基准位插入器112输出每块(帧)672个经基准编码的符号
114，每隔6个数据符号插入了一个基准位。图2示出了一个包括
42位的经基准编码的数据符号114的发送块(帧)的例子，其中α
表示一个数据符号，每个γ表示一个基准位。
从通信系统的编码部100输出的经基准编码的数据符号114
输入到通信系统的发射部116。数据符号114由调制器117处理成
适合通信信道传输的形式，通过天线118发射到通信信道120上。
为了使数据符号114适合直接序列码分扩谱传输，调制器117
在扩展处理中根据基准编码的数据符号114得出一个码长固定的
代码序列。例如，基准编码的数据符号流114中的每个数据符号可
以用一个唯一的9位码长的代码加以扩展，从而一组6个数据符
号就可单用一个54位码长的代码表示，此外，基准编码的数据符
号流114中的每个基准位可选用一个10位码长的代码。表示一组
6个数据符号和一个相应基准位的代码最好组成一个单一的64位
长的代码。这个扩展处理的结果是，接收具有固定速率(如28.8千
符号/秒)的数据符号流114的调制器117产生了具有更高固定速
率(如307.2千符号/秒)的64位码长的代码扩展序列。显然，基准
编码的数据符号流114中的数据符号和基准符号可以用许多其他
算法扩展成码长更长的代码序列，而不脱离本发明的精神和范围。
为了适合直接序列码分扩谱传输，扩展序列用一个长扩展码
(如PN码)进行进一步扩展处理。这个扩展码是一个用户专用的
符号序列或独特用户码，以固定速率(如1.2288兆符号/秒)输出。
除了提供用来识别通信信道120上的编码业务信道数据位102是
发给哪个用户的标识外，这个专用的用户码通过对编码业务信道数
据位102进行加扰编码增强了在通信信道上通信的保密性。此外，
经用户码扩展编码的数据位(即数据符号)通过驱动一个正弦波的
相位控制用于进行正弦波的双相位调制。这个正弦输出信号经过带
通滤波、变换到射频频率、放大、滤波后由天线118发射，从而将业
务信道数据位102以双相相移键控调制形式发送到通信信道120
内。
通信系统的接收部122通过天线120接收来自通信信道120
扩谱信号。去扩谱和采样器126对接收信号进行采样，形成一系列
数据样点值142，输出给通信系统的解码部154。
去扩展和采样器126通过滤波、解调、从RF频率的转换和以
预定的采样率(如1.2288兆样点/秒)对所接收的扩谱信号进行
BPSK采样。此后，经BPSK采样的信号通过与长扩展码相关而得
到去扩展处理。所得到的经去扩展采样的信号128以预定速率采样
并输出给基准位(样点值)提取器130(例如以307.2千样点/秒速
率采样，因此可接收的扩谱信号的相继四个样点值构成的序列被
去扩展和/或由一个单一的数据样点值表示)。
基准位提取器130从经去扩展采样的信号128中提取基准样
点值132，将这些基准样点值132输出给信道估计器134，而将经
去扩展采样的信号128中剩下的数据样点值138输出给相干检测
器140，以便稍后对这些数据样点值138进行相干检测。
信道估计器134将所提取的这些基准样点值132与一个已知
的基准符号的基准序列进行相关，得到无偏、但有较大噪声的信道
估值。为了获得较好的信道估值136，可使这些具有较大噪声的估
值通过一个固定的或自适应的低通滤波器，以除去高频噪声分量。
所得到的信道估值136具有较小的噪声，可用于相干检测。应该注
意的是，低通滤波每隔(M＋1)T仅给出一个信道估值，其中M为
基准位插入器112所插入的两个相继基准位之间的数据符号数(如
M＝6)，而T为数据采样的时间间隔。为了对所发送的数据符号进
行相关检测，要求每隔T提供一个信道估值。当(M＋1)T比信道
变化的时常数小时，一个每隔T得出一个信道估值的简单而有效
的方法是在两个相隔(M＋1)T的信道估值之间进行线性内插。当
然，如所周知，如果有必要，也可使用更为复杂的内插技术。
在产生了信道估值136后，接收机的其余处理都是常规性的。
相干检测器140将经去扩谱采样的信号128中剩下的数据样点值
138乘以信道估值136的共轭复数，产生经相干检测的样点值142。
如所周知，可以用多个接收部122至123和多个天线124至
125来进行空间分集接收。第N个接收部分以与上述接收部分122
相同的方式工作，以从所接收的通信信道120中的扩谱信号中检索
数据样点值。N个接收部的输出142至152最好输入到求和器
150，由求和器150分集组合成一个合成的经相干检测的数据样点
值流160。
形成软判决数据的各数据样点值160输入到解码部154。解码
部154有一个以各个数据为单位对输入的软判决数据160进行去
交错的去复用器162。在这个去复用器162中，软判决数据160逐
个输入到一个矩阵内，这个矩阵规定了一个大小预定的软判决数
据块。软判决数据在按行填满矩阵后按列逐个从矩阵输出。去复用
器162以与输入数据速率相同的速率(如28.8千矩阵/秒)输出经
去交错的软判决数据164。
由矩阵规定的软判决数据块的大小取决于从在预定长的传送
块中接收的扩谱信号中采样数据样点值的最大采样率。
经去交错的软判决数据164输入到一个采用最大似然解码技
术的解码器166，以便得出所估计的各业务信道数据位168。可以
用一种十分类似维托比(Viterbi)解码算法的算法扩展最大似然解
码技术。解码器166用一组单个的软判决数据164形成一个在最大
似然序列估计解码器166的每个特定时态使用的软判决转移矩阵
的集合。用来形成每个软判决转移矩阵集合的软判决数据组中的
软判决数据164的数目相应于卷积编码器104从每个输入数据位
102所产生的输出数据符号106的数目。每个集合中的软判决转移
矩阵的数目等于2的幂，幂的次数为每组中的软判决数据164的个
数。例如，当在发射机中使用1/3卷积编码器时，则从每个输入数
据位102产生三个数据符号106。因此，解码器166用一组三个单
独的软判决数据164形成在最大似然序列估计解码器166的每个
时态使用的八个软判决转移矩阵。估计数据位168以与软判决数据
164输入解码器166的速率和原来对输入位102编码的固定比率
相关的速率产生(例如，如果软判决数据的输入速率为28.8千矩阵
/秒，而原编码比率为1/3，则估计数据位168的输出速率为9600
位/秒)。
以上结合图1对一种采用相干编码和解码的通信系统作了说
明。总之，这种通信系统包括一个第一部分和一个第二部分。第一
部分的功能是：将输入的数据位编码成数据符号，逐个符号地交错
数据符号，在交错的符号中插入基准位，以及将经基准编码的数据
符号调制后经通信信道发送。第二部分的功能是：接收和解调来自
通信信道的信号，估计通信信道的参数，对接收信号中的数据样点
值进行相干检测，对在每个接收的传输块中用作软判决数据的经
相干检测的数据样点值进行去交错，根据去交错后的各软判决数
据产生相应的软判决转移矩阵，以及用最大似然解码技术根据软
判决转移矩阵产生估计数据位。
下面将说明用于这个通信系统优选实施例的功率控制方案。作
为优选实施例的功率控制算法最好包括：象在IS—95中所描述的
DS—CDMA系统那样每1.25毫秒(即每块或每帧)或每12个信
息位(即每36个经编码的数据符号或每42个接收的全信号样点
值)估计一次接收功率。这种功率控制算法包括在一个通信台用一
个扩展码对从通信信道120接收的通信信号进行去扩展126，以得
到一个样值流。这个样值流可以由基准样值或数据样值组成，或由
两者混合组成。样值流144输入到功率估计器146，因此可以根据
这个样值流产生一个对所接收的通信信号的功率估值148。熟悉该
技术的人们可以理解，在分集组合接收机中，希望产生一个来自各
分集通路的组合功率估值。然后，比较器或阈值装置169根据这个
信号功率估值148与一个预定阈值之间的比较结果设置一个功率
控制指示符171。这个功率指示符171由调制器170处理成适合传
输的形式，通过天线174发至通信信道120。显然，其他控制信息
172(例如用户鉴别和信道切换信息)也可由调制器170调制和发
射。在DS—CDMA通信系统中，为了适合在通信信道120上传输，
功率控制指示符171在发至通信信道120前先要用一个扩展码加
以扩展。
然后，这个功率控制指示符由另一个通信单元接收，该功率指
示符由天线176从来自通信信道120的信号内接收。象发送过程
那样，对于DS—CDMA通信系统来说，在完成功率控制指示符171
的检测前，功率控制指示符171也要用扩展码从接收信号中去扩
展，当检测到功率控制指示符180时，通信单元根据检测到的功率
控制指示符180调整调制器117中信号发射机的信号发射功率。
此外，检测到的其他控制信息182(例如用户鉴定和信道移交信息)
可由这个接收通信单元加以利用。
这种功率控制方案的关键是如何获取功率估值148。在这种相
干通信系统中，对于每个功率估计周期来说，去扩展器126输出N
个与编码符号相应接收样点值rs(k)(即信号样点值)和M个与基
准位相应的接收样点值rref(k)(即基准样点值)。作为举例设N＝
36，M＝7。当然，为了适应具体通信系统的要求，可以改变N和M
的值，而不脱离本发明的范围和精神。在这种功率控制方案中可能
采用几种功率估计算法。
在DS—CDMA上行链路通信系统中，经去扩展126后的接收
信号样点值r(n)144可以表示为：
r(n)＝a(n)c(n)＋z(n) (Eq.1)
其中：a(n)表示映射为值土1的卷积编码符号或基准符号，c(n)为
值是复数的信道系数，z(n)为主要由来自该通信系统其他用户的
信号构成的干扰项。假设象在IS—95中所列举的那样，功率估计
周期为1.25毫秒，小于通信信道的变化。因此，可以认为通信信道
在每个功率估计周期内是不变的，从而c(n)可简化为c。
熟悉该技术的人们可以理解，由于|a(n)|2＝1因此在一个估
计周期期间的接收信号功率(s)可简化为
s＝E[|a(n)c|2]＝|c|2 (Eq.2)
在第一种功率估计方案中，a(n)是已知的(即为基准符号ar
(n))，注意到|ar(n)|2＝1，则式(1)表示的接收信号功率可表示为：
s ref = 1 7 Σ k = 0 6 [ | a , ( n ) | 2 c + a r * ( n ) z ( n ) ] = c + 1 7 Σ k = 0 6 a r * ( n ) z ( n ) ( Eq . 3 ) ]]>
由此可见，式(3)右边的和是一个零均值的高斯变量，方差为z(n)
的方差的1/7。这意味着sref是c的一个无偏估计。将c写成|c|
ejφc，则式(3)的绝对值可写成：
| s ref | = | c + 1 7 Σ k = 0 6 a r * ( n ) z ( n ) | = | c | | 1 + 1 | c | e - iφc 1 7 Σ k = 0 6 a r * ( n ) z ( n ) | ( Eq . 4 ) ]]>
如果信号噪声方差与|c|相比不大，
1 + 1 | c | e - iφc 1 7 Σ k = 0 6 a r * ( n ) z ( n ) ]]>不可能
变成负值。在这种情况下，|sref|是|c|的一个良好的估值。
在IS—95的功率控制方法中，仅需要确定接收信号功率(即|c
|2)是大于还是小于预定阈值。这等效于确定|c|是大于还是小于原
阈值的平方根。因此，对于采用类似的功率控制方法的相干DS—
CDMA通信系统，可直接根据|sref|进行功率控制。
在第二种功率估计方案中，a(n)由所映射的卷积编码符号
as(n)组成。对于这种方案，式(1)所表示的接收信号功率可写成：
s s = 1 36 Σ k = 0 36 r s 2 ( k ) = 1 36 Σ n = 0 35 ( a ( n ) c + z ( n ) ) 2 ]]>
= 1 36 Σ n = 0 35 ( a 3 2 ( n ) c 2 + 2 a 3 2 ( n ) cz ( n ) + z 2 ( n ) ) ( Eq . 5 ) ]]>
= c 2 + 1 36 Σ n = 0 35 ( 2 a 3 2 ( n ) cz ( n ) + z 2 ( n ) ) ≡ c 2 + v ]]>
其中γ近似为一个零均值的高斯随机变量。可见，ss是c2的无偏估
计。此外，由于取了平均，γ的方差很小。
将c2改写成：
c2＝|c|2ej2φc (Eq.6)
则由式(5)和(6)，可证明|ss|可表示为：
| S S | = | | C | 2 + ve - j 2 φ C | = | C | 2 | 1 + 1 | C | 2 ve - j 2 φ C | ( Eq . 7 ) ]]>
利用与前面所述相同的论点，如果方差γ与|c|2相比并不太大，则
|ss|是|c|2的一个良好的估值。因此可用|Ss|作为功率估值，据此进
行功率控制。
在第三种功率估计方案中，a(n)由映射的卷积编码符号as(n)
和基准符号ar(n)组成。此外，可以证明sref2是c2的一个无偏估计。
因此，可以将sref2和s2组合起来以得到c2的一个更好的估值。类
似，ss的平方根是|c|的一个估值，因此可以将ss和sref的平方根
组合起来以得到|c|的一个更好的估值。|c|和c2的这两个更好的估
值可用作功率控制机制中的功率估值。
下面结合图3说明只用基准样点值144进行功率估计的第一
种功率估计算法146。在只用基准样值144在功率估计器146中产
生功率估值148时，需要计算的只是将乘积的和来以一个比例因
子。例如，在从式(4)导出的式(8)中，示出了一个以基准样点值为
基础的优选实施例。
s ref = 1 7 Σ k = 0 6 a r * ( k ) r ref ( k ) ( Eq . 8 ) ]]>
其中ar*(k)＝0至6为基准符号。如上所述，sref的幅度或模(即
|Sref|)可以用作功率估计的近似值来进行功率控制，虽然这个值
实际上并不是一个功率估值。求和装置200将7个基准符号(即样
点值)流累加起来，由组合器206将得到的和202乘以一个比例因
子204(如为1/7)。累加和乘法操作得到一个复数信号功率估值
208(所具有一个实部和一个虚部的估值)。通过运算器210对复数
信号功率估值208的平均和求模运算，这个复数信号功率估值208
就被变换成一个根据基准样本值估计的信号功率估值148。可以理
解，复数信号功率估值经与几个估值一起平均后形成一个平均复数
基准信号功率估值，长期精度得到了改善。
下面说明图4所示的只用卷积编码样点值144进行功率估计
的第二种功率估计算法146。这个算法的过程是：确定各接收信号
样点值的平方，将这些平方值累加后乘以一个比例因子，如从式
(5)所得出的下式那样：
s s = 1 36 Σ k = 0 36 r s 2 ( k ) ( Eq . 9 ) ]]>
注意：由于rs(k)是复数，因此ss也是复数。如前面所证明的那样，
ss的幅度(即|ss|是信号功率的一个估值，所以用来实现功率控
制。复数平方器212对卷积编码数据样点值144进行平方运算，所
得到的36个复数平方的数据样点值214由求和器216累加。然后，
运算器220通过对复数的数据样点值平方和218进行求模，将它变
换成一个根据数据样点值估计的信号功率估值222。这个以数据为
基础的信号功率估值222由组合器226乘以一个比例因子224(如
为1/36)正确定标。功率估计器146输出的这个经正确定标的根据
数据样点值估计的信号功率估值148就可用于功率控制算法。可以
理解，如果只对几个复数的数据样点值平方和218进行平均后，再
通过求模、定标运算得到正确定标的根据数据样点值估计的信号功
率估值148，则这个信号功率估值的长期精度就可以得到改善。
下面说明图5和6所示的用基准样点值和卷积编码数据样点
值144进行功率估计146的第三种功率估计算法。利用基准和信
号样值进行功率估计可提高准确性。有几种不同方式来组合这些样
点值。第一种方法是对rref(k)和rs(k)不加区别，直接用式(9)的变
型按下式形成功率估值P1；
p 1 = | 1 43 Σ k = 0 42 r 2 ( k ) | ( Eq . 10 ) ]]>
其中r(k)既表示rref(k)也表示rs(k)。由于用了更多的样点值，因
而用式(10)得到的估值要比用式(9)得到的估值好一些。
图5所示的第二种方法是形成由支路244至256得到的Sa与
由支路228至240得到的sref平方值之和258。和258的模148用
作功率估值。为了得到更好的无偏估值，值240和256在由加法器
242相加得到和258前应先进行线性加权。更确切地说，功率估值
P2为：
p 2 = | 2 3 s s + 1 3 s ref 2 | ( Eq . 11 ) ]]>
图6所示的第三种方法是形成由支路262至274得到的sref实部
绝对值与由支路278至294得到的ss的模的平方根的加权和
148。与式(11)类似，为了得到更好的无偏估值，值274和294在由
加法器276相加得到和148前应先进行线性加权。更确切地说，功
率估值P3为：
p 3 = 2 3 | s ref | + 1 3 | s s | ( Eq . 12 ) ]]>
可以理解，加权因子可以根据具体通信系统的要求加以修改，而不
脱离本发明的范围和精神。
第二种方法和第三种方法会给出十分相近的结果。然而，第二
种方法计算较简单，更为可取。这种方法比前面提到的ML功率估
计方法也简单得多。与采用ML功率估计方法相比，预料这种相干
DS—CDMA接收机的性能在车速为每小时15公里时可以改善
0.7分贝左右。在车速很低的情况下可得到进一步的改善。因此，
采用以上提到的信号功率估计方法中的一种方法进行功率控制的
相干DS—CDMA与遵从IS—95的DS—CDMA接收机相比，其
性能在充分集组合情况下要高2.2分贝左或，在二路分集组合情况
下要高2.6分贝左右。
虽然本发明已较为具体地作了说明，但可以理解，所介绍的实
施例只是示例性的，熟悉该技术的人员可以根据本发明精神无论
在部件的配置和组合上还是在方法的步骤上都可进行种种改变，
而不脱离本发明所要求保护的范围。例如，作为说明的优选实施例
的通信系统中的调制器、天线和解调器这些部分是针对向无线电通
信信道发送的CDMA扩谱信号而言的。然而，熟悉该技术的人员
可以理解，这里所说明的编码和解码技术也适用于其他类型的传输
系统，如时分多址(TDMA)和频分多址(FDMA)等传输系统。此
外，通信信道也可以是电子数据总线、金属线路、光纤线路、卫星线
路或任何其他类型的通信信道。