本发明涉及场效应管（FET）混频器电路。 图1表示的是传统的场效应管混频器电路。图1中所示电路包括采用双栅金属氧化物半导体（MOS）场效应晶体管Q2的一个混频器电路、一个采用MOS场效应管Q1的射频（RF）放大器和一个采用双极晶体管Q3的本机振荡器，其中后两者设置在混频器电路的前级。由天线输入的一个射频信号VRF通过射频放大器被放大并送入混频器电路中与来自本机振荡器的一个信号VLO混合，从而输出一个作为中频（IF）输出信号IFOUT的信号。图1中，L1到L4是电感线圈，T1是一个输出变压器，C1到C15是电容，CV1到CV3是可变电容，C1A、C1B和C1C是联动可变电容器，R1至R10是电阻，VSS是源电压。
在图1所表示的传统混频器电路中，来自射频放大器的输出信号VRF加在MOS场效应管Q2的一个栅极上，而来自本机振荡器的输出信号VLO加在其另一个栅极上。所以，通过电阻R6和R7对源电压（-VSS）分压而得到的一个电压通过电阻R5也加在了有输出信号VRF的MOS场效应管Q2的那一个栅极上。这样做的目地在于通过优选的直流偏压固定MOS场效应管Q2的栅极电压，进而控制场效应管Q2的转换增益。
采用这种传统混频器电路，输出信号VRF和VLO分别加在一个场效应管Q2的栅极上以便将这些频率混合，因而需要一个本机振荡器信号，其电压值之高（等于几个伏特数）足以在场效应管Q2的漏极电流中发现平方特性。为此，需要一个具有高输出的放大器来放大本机振荡器信号，同时电路电流也变大。
因此，本发明的目的是提供一种采用场效应晶体管的混频器电路，即使本机振荡器信号的电压值低于若干伏电压时，该电路也能够运行而不会产生任何问题。
在本发明的第一种情况中，混频器电路具有一个差分晶体管对，它是由工作特性彼此不相同的且其源极是共接的一个第一场效应管和一个第二场效应管构成的。在该电路中，第一交流（AC）信号加在第一场效应管的栅极上，而第二交流信号加在第二场效应管的栅极上。
对于第一种情况的混频器电路，具有不同工作特性的第一和第二场效应管构成了一个差分晶体管对，而且第一交流信号（例如射频信号）加在第一场效应管的栅极上，而第二交流信号（例如本机振荡器信号）加在第二场效应管的栅极上，因而第一和第二场效应管中的每一个能够提供具有平方特性的一个漏极电流。因此，即使本机振荡器信号的信号值很少，该电路也适宜运行而不会产生任何问题。这就意味着无需为了本机振荡器信号而采用一个放大器，从而也导致了电路电流的降低。
这里，“工作特性不同”这一状态在第一和第二场效应管至少具有不同的互导系数β这方面得到了满足。第一和第二场效应管可以具有彼此相同的或不同的阈电压。
互导系数β按下式定义：
β＝μn·（Cox/2）·（W/L）
其中μn＝电子迁移率
Cox＝每平方面积栅极氧化物膜的电容量
（W/L）＝场效应管栅宽（W）与栅长（L）的比值。
在本发明的第二种情况中，提供了一种混频器电路，它具有一个第一差分晶体管对和一个第二差分晶体管对，其中每一个晶体管对都包括两个双栅场效应管。第一差分对包括源极共接的第一和第二双栅场效应管，第二差分对包括第三和第四双栅场效应管。第一和第三场效应管分别具有加有第一直流（DC）电压的第一栅极，而第一和第四场效应管分别具有加有第一交流电压的第二栅极。第二和第四场效应管分别具有加有与第一直流电压值不同的第二直流电压的第一栅极，而第二和第三场效应管分别具有加有第二交流电压的第二栅极。
对于第二种情况的混频器电路，第一和第二差分对的两个场效应管分别具有加有彼此不同的直流电压的第一栅极，因而使得其互导系数也彼此不同，因此获得了具有平方特性的漏极电流的总电流。结果是，即使在本机振荡器信号很小的情况下，频率转换也能够进行而不会产生任何问题。
在本发明的第三种情况中，提供了一种混频器电路，该电路包括一个第一双栅场效应管，该场效应管具有一个加有第一交流（AC）信号的第一栅极和一个加有第一直流电压的第二栅极，它还包括一个第二双栅场效应管，该场效应管具有一个加有一第二交流信号的第一栅极和一个加有一个电压值不同于第一直流电压的第二直流电压的第二栅极。第一和第二双栅场效应管构成了一个差分晶体管对，并且其源极分别共接在一个电流源上。
对于第三种情况的混频器电路，构成差分对的第一和第二双栅场效应管的第一栅极分别加有彼此不同的直流偏压，因而使得互导系数也彼此不同，因此获得了具有平方特性的漏极电流。结果是，即使在本机振荡器信号的信号值很小的情况下，也可以进行频率转换而不会产生任何问题。
图1是采用传统的混频器电路的电路图。
图2是按照本发明第一个实施例的混频器电路的电路图。
图3是按照本发明第二个实施例的混频器电路的电路图。
图4是按照本发明第三个实施例的混频器电路的电路图。
下面将参照图2至图4具体说明本发明的优选实施例。
（第一个实施例）
图2表示按照本发明的第一个实施例的一个混频器电路。
在图2中，MOS场效应管M1和M2具有彼此不同的工作特性。即，场效应管M1和M2两者具有彼此不同的互导系数和阈电压。场效应管M1和M2构成了一个差分对，其源极共接在一个恒流源上。该差分对被恒流源1中的恒定电流I0所驱动。
场效应管M1的漏极连接在直流电压源2（电压VDD）上而其栅极连接在射频（RF）信号源3上。其栅极所加的射频信号（电压VRF）作为来自信号源3的第一交流信号。
场效应管M2的漏极通过负载电阻RL连接到直流电压源2上，而其栅极连接到本机振荡器信号源4上。该栅极所加的本机振荡器信号（电压VLO）作为来自信号源4的第二交流信号。场效应管M2的漏极电流通过负载电阻RL转换成电压，以便被作为输出电压VCUT取出。
下面，将说明如上所示混频器电路的工作原理。
首先，如果场效应管M1和M2的互导系数、阈电压、栅-源电压分别用β1和β2、VTH1和VTH2以及VGS1和VGS2表示，则场效应管M1的漏极电流ID1和场效应管M2的漏极电流ID2可以按下式表示：
ID1＝β1（VGS1-VTH1）2……（1）
ID2＝β2（VGS2-VTH2）2……（2）
这里，阈电压VTH1与VTH2的差值用△VTH表示，即
VTH1-VTH2＝△′VTH……（3）
漏极电流ID1和ID2之和等于恒定电流IO，栅-源电压VGS1和VGS2之差等于射频信号电压VRF与本机振荡器信号电压VLO之差，即
ID1+ID2＝I0……（4）
VGS1-VGS2＝VRF-VLO……（5）
由等式（3）、（4）和（5），场效应管M1的漏极电流ID1和场效应管M2的漏极电流ID2可由下式得到;.OJ OFF
ID1＝｛β1/（β1+β2）｝·I0+｛β2/（β1+β2）｝2·（VRF-VLO+△VTH）2+[2·｛β2/（β1+β2）｝·（β1/β2）1/2·（VRF-VLO+△VTH）×[｛I0/（β1+β2）｝-（VRF-VLO+△VTH）2]1/2] ……（6）
ID2＝｛2·β2/（β1+β2）｝·I0-｛β2/（β1+β2）｝2·（VRF-VLO+△VTH）2-[2｛β2/（β1+β2）｝2·（β1/β2）1/2·（VRF-VLO+△VTH）×[｛（I0/（β1+β2）｝-（VRF-VLO+△VTH）2]1/2]] ……（7）
参考等式（6）和（7），第一项是直流分量，那么第二项可以被看作为与（VRF-VLO1+△VTH）2成正比的分量，而第三项可以认为是与（VRF-VLO1+△VTH）成正比的分量。
这里，式中第二项的（VRF-VLO1+△VTH）2可以按如下展开：
（VRF-VLO+△VTH）2＝VRF2+VLO2+△VTH2-2·VRF·VLO-2·VLO·△VTH+2·△VTH·VRF……（8）
因此，如果射频信号VRF和本机振荡器信号VLO按下式给出，则可以得到如下式的两信号的乘积VRF·VLO;
VRF＝|VRF|·cos（2π·fRF·t） ……（9）
VLO＝|VLO|·cos（2π·fLO·t） ……（10）
VRF·VLO＝|VRF|·|VLO|·cos（2π·fRF·t）·cos（2π·fLO·t）＝（1/2）|VRF|·|VLO|·[cos｛2π·（fRF+fLO）·t｝+cos｛2π·（fRF-fLO）·t｝] ……（11）
由等式（11）可知，每个漏极电流ID1和ID2都包含有频率fRF与fLO之和（fRF+FLo）的分量和其之差|fRF-fLO|的分量。因此，在图2所示的电路中，如果漏极电流ID1和ID2之一被转化成电压，那么经过滤波，就可以得到具有频率fRF与fLO之和（fRF+fLO）或之差|fRF-fLO|的频率分量的这种输出信号。这就意味着在图2所示电路中，射频信号VRF的频率fRF与本机振荡器信号VLO的频率fLO被彼此混合了。
在该实施例中，通过将漏极电流ID2转换为电压而获得输出信号VOUT，但不限于此，可以在场效应管M1的漏极和电压源2之间设置负载电阻RL而将漏极电流ID1转换成电压。此外，可以采用场效应晶体管或类似元件作为动态负载来代替负载电阻RL。这说意味着只要可以将漏极电流ID1或ID2转换成电压而得到输出电压，就可以采用任何负载。
如上所述，根据该实施例，工作特性不同的场效应管M1和M2构成了一个差分晶体管对，且在其栅极上分别加有射频信号和本机振荡器信号，因此即使在本机振荡器信号很小的情况下，也可以很容易地进行频率转换而不会产生任何问题。
（第二个实施例）
图3表示按照本发明第二个实施例的一种混频器电路，该电路包括四个MOS双栅场效应管M11、M12、M13和M14。其中，场效应管M11和M12构成了第一差分对，其源极共接于恒流源11a并被恒流源的恒定电流IOO所驱动。场效应管M13和M14构成了第二差分对，其源极共接于恒流源11b并被其中的恒定电流IOO所驱动。
第一和第二差分晶体管对的联接是按如下方式完成的;
场效应管M11的第一栅极和场效应管M13的第一栅极共接于直流电压源12（电压VB）的正极，而场效应管M12的第一栅极和场效应管M14的第一栅极共接于电压源12的负极，同时还共接于直流电压源13（电压VG）的正极。电压源13的负极接地。
直流电压源12与13串接，因此场效应管M11和M13的第一栅极都加有电压源12和13两者电压VB和VG之和，即（VB+VG），以作为直流偏压，而场效应管M12和M14的第一栅极都加有电压VG以作为直流偏压。结果是，场效应管M11、M12、M13和M14的互导系数随着所施加的直流偏压幅值的变化而单调地增加或减少。因此，其漏极电流也随直流偏压幅度的变化而单调增加或减少。
场效应管M11的第二栅极和场效应管M14的第二栅极共接于射频（RF）信号源14，从而在这两个第二栅极与地之间施加了一个射频信号（电压VRF）以作为第一交流信号。场效应管M12的第二栅极和场效应管M13的第二栅极共接于本机振荡器信号源15，从而在这两个栅极与地之间加入了一个本机振荡器（电压VLO）以作为第二交流信号。
场效应管M12的漏极和场效应管M14的漏极直接共接于直流电压源16（电压VDD）。场效应管M11的漏极和场效应管M13的漏极通过负载电阻RL共接于直流电源16。
在该实施例中，场效应管M11和M13的漏极电流的总和通过负载电阻RL转换为电压，以便作为输出电压VOUT被外部电路取出。
构成第一差分对的场效应管M11和M12具有彼此不同的工作特性，而构成第二差分对的场效应管M13和M14也具有彼此不同的工作特性。但是，场效应管M12和M14具有彼此等同的工作特性，而场效应管M11和M13也具有彼此等同的工作特性。
下面将说明如上所示电路的工作原理。
首先，在第一差分对中，场效应管M11的漏极电流ID11可以用互导系数β11、栅-源电压VGS11和阈电压VTH表示成下式：
ID11＝β11（VGS11-VTH）2……（12）
同样，场效应管M12的漏极电流ID12也可以用互导系数β12、栅-源电压VGS2和阈电压VTH表示成下式：
ID12＝β12（VGS12-VTH）2……（13）
而且，漏极电流ID11和ID12的电流之和等于恒定电流IOO，而栅-源电压VGS11和VGS12之差等于射频信号电压VRF和本机振荡器信号电压VLO之差，即
ID11+ID12＝I00……（14）
VGS11-VGS12＝VRF-VLO……（15）
互导系数β11是施加于第一栅极的直流偏压（VB+VG）的函数并随着电压（VB+VG）的变化而单调变化，这如下式（16）所示，而互导系数β12是施加于第一栅极的直流偏压VG的函数，并随着直流偏压VG的变化而单调变化，这如下式（17）所示：
β11＝β11（VB+VG） ……（16）
β12＝β12（VG） ……（17）
这里，β11和β12的值是彼此不同的，且如果用K1（K1≠1）表示β11与β12的比，即
K1＝β11/β12＝β11/β0……（18），
则可由下式得到漏极电流ID11和ID12;
ID11＝｛K1/（1+K1）｝·I00+｛K1·β0·（VRF-VLO）2/（1+K1）2｝+[2·β0·K1·（VRF-VLO）·｛1/（1+K1）2｝×｛（1+K1）·（I00/β0）-K1·（VRF-VLO）2｝1/2] ……（19）
ID12＝｛2/（1+K1）｝·I00-｛K1·β0·（VRF-VLO）2/（1+K1）2｝-[2·β0·K1·（VRF-VLO）·｛1/（1+K1）2｝×｛（1+K1）·（I00/β0）-K1·（VRF-VLO）2｝1/2] ……（20）
在等式（19）和（20）中，其第一项是直流分量。而且，其第二项和第三项可被视为分别与（VRF-VLO）2和（VRF-VLO）成正比的分量。
通过与上述相同的原理，可以得到由场效应管M13和M14构成的第二差分对的漏极电流。
可以按下式用互导系数β13、栅-源电压VGS13和阈电压VTH表示场效应管M13的漏极电流ID13：
ID13＝β13（VGS13-VTH）2……（21）
同样，可以按下式用互导系数β14、栅-源电压VGS14和阈电压VTH表示场效应管M14的漏极电流：
ID14＝β14（VGS14-VTH）2……（22）
除此以外，可以建立下列等式：
ID13+ID14＝I00……（23）
VGS13-VGS14＝VLO-VRF……（24）
互导系数β13是直流偏压（VB+VG）的函数，并随着（VB+VG）值的变化而单调变化，而互导系数β14是直流偏压VG的函数，并随着VG值的变化而单调变化。
这里，如果β13与β14之比等于K1，即
K1＝β13/β14＝β13/β0……（25），
则可以按下式得出场效应管M13的漏极电流ID13和场效应管M14的漏极电流ID14：
ID13＝｛K1（1+K1）｝·I00+｛K1·β0·（VLO-VRF）2/（1+K1）2｝+[2·β0·K1·（VLO-VRF）·｛1/（1+K1）2｝×｛（1+K1）·（I00/β0）-K1·（VLO-VRF）2｝1/2] ……（26）
ID14＝｛2/（1+K1）｝·I00-｛K1·β0·（VLO-VRF）2/（1+K1）2｝
-[2·β0·K1·（VLO-VRF）·｛1/（1+K1）2｝×｛（1+K1）·（I00/β0）-K1·（VLO-VRF）2｝1/2……（27）
在等式（26）和（27）中，其第一项为直流分量，此外，其第二和第三项可被视为分别与（VLO-VRF）2和（VLO-VRF）成正比的分量。
由等式（19）、（20）、（26）和（27），可以得出如下式所表示的场效应管M11和M13漏极电流ID11和ID13之和，即（ID11+ID13）以及场效应管M12和M14的漏极电流ID12和ID14之和，即（ID12+ID14）;.oj off
ID11+ID13＝｛2K1/（1+K1）｝·I00+｛2·β0·（VRF-VLO）2/（1+K1）2｝ ……（28）
ID12+ID14＝｛4/（1+K1）｝·I00-｛2·β0·（VRF-VLO）2/（1+K1）2｝ ……（29）
在等式（28）和（29）中，（VRF-VLO）2一项可展开如下：
（VRF-VLO）2＝VRF2+VLO2-2·VRF·VLO……（30）
这里，当射频信号电压VRF按等式（9）所示表示而本机振荡器信号电压VLO按等式（10）所示表示时，可以得出按等式（11）表示的两信号的乘积VRF·VLO，结果是可以发现，漏极电流之和，即（ID11+ID13）和（ID12+ID14）分别含有频率fRF和fLO之和（fRF+fLO）的分量和其之差|fRF-fLO|的分量。
因此，如果漏极电流ID11和ID13之和（ID11+ID13）或漏极电流ID12和ID14之和（ID12+ID14）被转换成电压的话，那么经过滤波，就可以得到具有频率fRF和fLO之和（fRF+fLO）或之差|fRF-fLO|的频率分量的一个输出信号。这就意味着在第二个实施例中，射频信号电压VRF的频率fRF与本机振荡器信号电压VLO的频率fLO被彼此混合了。
在该实施例中，漏极电流ID11和ID13之和（ID11+ID13）被转化成电压以得到输出信号VOUT，但并不限于此，可以在场效应管M12和M14的漏极与电压源16之间加入负载电阻RL，从而将漏极电流ID12和ID14之和（ID12+ID14）转化为电压。此外，还可以采用场效应晶体管或类似元件作为动态负载来代替负载电阻RL。这就意味着只要可以将电流之和（ID11+ID13）或（ID12+ID14）转化为电压而得到输出电压，就可以采用任何形式的负载。
如上所述，根据该实施例，直流偏压（VB+VG）和VG分别加在了构成第一差分对的双栅场效应管M11和M12的第一栅极上，而在构成第二差分对的双栅场效应管M13和M14的第一栅极上也施加了直流偏压（VB+VG）和VG，结果是，第一和第二差分对中两个场效应管中的每一个的互导系数都彼此不同，进而得到了具有平方特性的漏极电流之和。因此，即使在本机振荡器信号值很小的情况下，也可以进行频率转换而不会产生任何问题。
（第三个实施例）
图4表示了按照本发明第三个实施例的混频器电路，该电路包括两个构成一个差分对的MOS双栅场效应管M21和M22。场效应管M21和M22的源极共接于一个恒流源21，以便被其恒定电流I000所驱动。
场效应管M21的漏极直接连在直流电源24（电压VDD）的正极。场效应管M21的第一栅极连接于直流电源23的正极以便由此施加一个直流偏压V1。其第二栅极连接于射频（RF）信号源22以便由此施加射频信号（电压VRF）。
场效应管M22的漏极通过负载电阻RL连接于电压源24。其第一栅极连接于直流电源26的正极以便由此施加一个电压值与直流偏压V1不等的直流偏压V2（即V1≠V2）。其第二栅极连接于本机振荡器信号源25以便由此施加一个本机振荡器信号（电压VLO）。
场效应管M22的漏极电流通过负载电阻RL被转换为电压并作为输出电压VOUT被外电路提取。
下面将说明上述混频器电路的工作原理。
首先，场效应管M21的漏极电流ID21可按下式用互导系数β21、栅-源电压VGS21和阈电压VTH表示：
ID21＝β21（VGS21-VTH）2……（31）
同样，场效应管M22的漏极电流可按下式用互导系数β22、栅-源电压VGS22和阈电压VTH表示：
ID22＝β22（VGS22-VTH）2……（32）
这里，漏极电流ID21和ID22之和等于恒定电流I000，且栅-源电压VGS21和VGS22之差等于射频信号电压VRF与本机振荡器信号电压VLO之差，即
ID21+ID22＝I000……（33）
VGS21-VGS22＝VRF-VLO……（34）
互导系数β21是加在场效应管M21上的直流偏压V1的函数，而互导系数β22是加在场效应管M22上的直流偏压V2的函数，即
β21＝β21（V1） ……（35）
β22＝β22（V2） ……（36）
所加的偏压彼此不同，结果是，互导系数β21和β22在数值上也彼此不同。因此，如果β21与β22之比用K2（K2≠1）表示，即
K2＝β21/β22……（37），
场效应管M21的漏极电流ID21和场效应管M22的漏极电流ID22可由下式得到：
ID21＝｛K2/（1+K2）·I000+｛K2·β22·（VRF-VLO）2/（1+K2）2｝+[2·β22·K2·（VRF-VLO）·｛1/（1+K2）2｝×｛（1+K2）·（I000/β22）-K2·（VRF-VLO）2｝1/2] ……（38）
ID22＝｛2/（1+K2）｝·I000-｛K2·β22·（VRF-VLO）2/（1+K2）2｝-[2·β22·K2·（VRF-VLO）·｛1/（1+K2）2｝×｛（1+K2）·（I000β22）-K2·（VRF-VLO）2｝1/2] ……（39）
在等式（36）和（37）中，其第一项是直流分量。第二和第三项可视为分别与（VRF-VLO）2和（VRF-VLO）成正比的分量。
这里，（VRF-VLO）2可按下式展开;.OJ OFF
（VRF-VLO）2＝VRF2+VLO2-2·VRF·VLO……（40）
这里，如在第一和第二实施例中所表示的，当射频信号电压VRF用等式（9）表示、而本机振荡器信号电压VLO用等式（10）表示时，则两信号的乘积VRF·VLO可由公式（11）得到。结果发现，漏极电流ID21和ID22分别包含频率fRF和fLO之和（fRF+fLO）的分量和两者之差|fRF-fLO|的分量。
因此，如果漏极电流ID21和ID22之一被转换成电压，那么经过滤波，可以得到具有频率fRF以及fLO之和（fRF+fLO）分量或之差|fRF-fLO|分量的输出信号。这就意味着，图4所示电路使得射频信号VRF的频率fRF与本机振荡器信号VLO的频率fLO彼此混合成为可能。
在该实施例中，漏极电流ID22被转化为电压以得到输出电压VOUT，但并不限于此，可以在场效应管M21的漏极和电源24之间设置负载电阻RL，进而将漏极电流ID21转化为电压。此外，可以采用一个场效应晶体管或类似元件作为动态负载来代替负载电阻RL。这就是说，只要可以将漏极电流ID21或ID22转化为电压以便得到一个输出电压，就可以采用任何形式的负载。
如上所述，按照该实施例，在构成差分对的双栅极场效应管M21和M22的第一栅极分别施加不同的直流偏压，结果是，场效应管M21和M22各自的互导系数β21和β22彼此不同，进而获得具有平方特性的漏极电流。因此，即使在本机振荡器信号值很小的情况下，也可以进行频率转换而不会产生任何问题。
按照上述各实施例，每一个混频器电路都使用了N-通道MOS场效应管，但不限于此，为此还可以采用具有任何通道极性的场效应管，也可以采用除MOS型外的其它任何类型的场效应管。例如，可以采用金属半导体（MES）场效应管或异结场效应管，例如高电子迁移率晶体管（HEMT）。此外，不仅可以采用由元素半导体（例如硅）构成的场效应管，而且还可以采用由化合物半导体（例如砷化镓GaAs）构成的场效应管。