频率调制信号解调器电路 以及通信终端设备 本发明涉及一种频率调制信号解调器电路以及通信终端设备，例如适于在一种数字式蜂窝电话中使用的上述电路和设备。
近年来，数字技术已取得显著的进步。这种情况同样出现在通信领域，其中数字通信在很多应用中已付诸实践。近期增长需求的日益提高的移动通信也不例外，这种情况被设想为数字通信类型的通信终端设备将支配下一代的移动通信。但是在目前的移动通信中厂泛采用模拟频率调制(FM)方案作为通信方案，因此，完全地用数字方案取代目前的模拟方案将需要一定的时间，由于这个原因，可以设想为在目前既支持模拟方案，又支持数字方案的双模式类型的通信终端设备将是移动通信的基本设备。
顺便地说，为了解调FM信号，通常的意向是将接收电波的频率转换到一个中频信号，然后使用例如一个正交检测器或者类似地便宜的模拟器件将其解调。这种FM解调方法也用在双模式通信终端设备中。由于该双模式通信终端除要求用于解调FM信号的一个器件之外还要求用于解调数字信号的器件，因此增加了设备中电路的尺度，结果增大了设备本身的尺寸。
为解决上述问题，设想用数字处理方法去解调FM信号，使得数字信号和FM信号均可在单个器件中进行数字解调。
数字解调FM信号的方法之一是应用一种锁相环路(PLL)结构。以下将参照图1说明应用这种PLL结构的一种FM解调器电路。
如图1中说明的那样，一普通的通信终端设备备有一接收机1，它适宜于用天线2接收FM信号。FM信号S1，由天线2接收，输入到一个低噪声放大器3并由其进行放大。之后，由该低噪声放大器3放大的信号通过带宽受限制的带通滤波器4并输入到一正交检测器电路5。在该正交检测器电路5中，输入的FM信号S1分成两部分，它们分别加到混频器6和7。
在该正交检测器电路5中的振荡器8是用于在无线电频率(RF频率)上产生一振荡信号S2的器件。振荡器8产生的振荡信号S2被分成两部分，其一部分加到混频器6，而另一部分加到相移器9，相移器9将所加振荡信号的相位相移π/2，然后将相位偏移的振荡信号加到混频器7。
混频器6将FM信号S1，乘以信号S2，以便产生基带转换FM信号S1的同相分量。该产生的同相分量被输出到模-数(A/D)转换器10。另一方面，混频器7将FM信号S1乘以其相位偏移π/2的振荡信号S2，并输出由此而产生的正交分量到模-数(A/D)转换器11。
接着A/D转换器10，11分别在一预定的取样时间对同相分量和正交分量进行取样，以便对该同相和正交分量进行数-模转换，从而产生数字同相分量I和正交分量Q。该同相分量I和正交分量Q均加到使用PLL结构的FM解调电路12。
该FM解调电路12包括自动增益控制(AGC)电路13、14；一相位比较电路15；一环路滤波器16；一数控振荡器(NCO)电路17；以及一带通滤波器18。
使用PLL结构的FM解调电路12用相位比较电路15检测NCO电路17产生的振荡信号的相位。并据检测结果形成反馈环路，以便控制该NCO电路17，使振荡信号的频率和相位同输入的FM信号的频率和相位持续地保持一致。因此，在同步状态，由NCO电路17产生的该振荡信号的振荡频率跟随输入FM信号的频率，结果这两个信号呈现出完全相同的变化。这样，该NCO电路17的一控制电压，即该环路滤波器16的一输出信号是一个响应FM解调结果的信号。因此，环路滤波器16的输出信号通过带通滤波器18以仅提取必要的频带分量，从而产生形成最终FM解调结果的解调信号S2。
应指出，FM解调电路12使用AGC电路13、14，这是因为输入信号(即，同相分量I和正交分量Q)可能呈现变坏的特性，除非它们通过AGC电路13，、14经受幅度控制。
如以上解释将理解的那样，FM解调器电路12的重要部件是下面将详细描述的相位比较电路15。
由θ表示一相位分量，当一基带转换FM信号用一个复数表示时，一个当前信号由下式给出：
当前信号：exp(jθ) (1)一个在时间τ以前的信号由下式给出：
时间τ以前信号：exp(j(θ－θτ) (2)当式(1)表示的当前信号乘以时间τ以前的信号的共轭信号时，将导出下式：exp(jθ)×exp(-j(θ－θτ)＝exp(θτ)＝cos(θτ)＋jsin(θτ)
(3)
在式(3)中，假定θτ足够小，则能应用由下式给出的近似：
sinθτ≈θτ (4)这样，式(3)能转换成下式：
cos(θτ)＋jsin(θτ)≈cos(θτ)＋jθτ (5)换言之，由计算式(3)导出的结果的虚部表示θτ。
当FM信号依赖于表示数据的频率位移时，只要能导出相位分量θτ，则得到该FM信号的解调。这是由于相位分量的导数是一瞬时角频率，而只要导出该瞬时角频率，就意味着导出了频率位移。通过计算式(3)，能解调一个FM信号。
接着，以下将描述如何通过一个实际的电路去实施这种方法。一个由上式(1)表示的基带转换FM信号的实部和虚部对应由正交检测器电路与输出的一个同相分量I和一个正交分量Q，因此该输入的FM信号由下式表示：
FM信号：I＋jQ (6)同样，时间τ以前的FM信号的相位分量由下式表示：
时间τ以前的相位分量：cosθ＋jsinθ (7)
这里，相应上式(3)特别是式(6)的计算乘以式(7)的共轭值导致下列等式：
(I＋jQ)×(cosθ－jsinθ)
＝(Icosθ＋Qsinθ)＋j(Qcosθ－Isinθ) (8)如由式(8)能看出的那样，通过计算表示在虚部中的部分，即下式：
虚部：Qcosθ－Isinθ (9)将计算出上述相位分量θτ。
在图1中说明的相位比较电路15实施式(9)，其中分别从AGC电路13、14输出的同相分量I和正交分量Q被分别加到乘法器15A，15B。乘法器15A将从ROM(只读存储器)15C输出的一个正弦值乘以加到它的同相分量I，并将结果输出到一减法器15D。乘法器15B同样将从RPM15C输出的余弦值乘以加到它的正交分量，并将结果输出到一减法器15D。接着，减法器15D将从乘法器15B的相乘结果减去乘法器15A的相乘结果，以完成由式(9)给出的计算，由此导出了相位分量θτ。应指出，正弦和余弦值已在先储存在ROM15C中，以便根据由NCO电路17施加的一个振荡信号，ROM 15C输出一个正弦值和一个余弦值。
虽然如上所述的采用PLL结构的FM解调电路电路12例如在白噪声环境条件下(称为静态特性)呈现出十分好的解调特性，但存在的问题是在产生相位调整或类似的环境情况下(称为动态特性)调制特性显著变坏。应当指出，这里涉及的相位调整是一种现象，即由于接近移动站地面的地形和物体，接收的电波受到反射，衍射，散射或类似的影响而转换为多重电波(multiple waves)，而这些多重电流彼此相互干涉，从而引起接收电波信号密度的随机涨落。
动态特性之所以变坏乃是由于采用PLL结构的FM解调电路12具有反馈环路。特别地，如果相位调整或类似的情况引起信号密度随机下降，由该PLL锁定的相位将被释放。当再次锁定该相位时，要求一个输入信号，它对某一确定的程度而言是正常的。此外，由于锁定相位要求相对长的时间，在此期间，数据的解调由此而被阻止。由于这个原因，采用PLL结构的FM解调电路能遭遇到其动态特性的变坏的情况。
考虑到以上情况，本发明的目的在于提供一种频率调制信号的解调电路，同结构简单的现有技术相比，能改善解调特性。
本发明另一目的在于提供一种使用频率调制信号的解调电路的通信终端设备。
根据以下结合附图的详细说明将更清楚本发明的性质，原理和实用性，在附图中，相同部分用相同的标号或字符表示。
在附图中：
图1为说明使用PLL结构的普通FM解调电路以及同它相关的外部电路的方块图；
图2为说明按本发明第一实施例的FM解调电路结构的方块图；
图3为说明按本发明第二实施例的FM解调电路结构的方块图；
图4为说明按本发明第三实施例的FM解调电路结构的方块图；
图5为说明配置在第三实施例的FM解调电路中的一内插值计算电路的方块图；
图6为说明按本发明第四实施例的FM解调电路结构的方块图；
图7A-7D为表示频谱分布曲线，说明第四实施例的FM解调电路的原理；以及
图8为表示本发明实施例的使用FM解调电路的通信终端设备的结构的例子的方块图。
将结合附图描述本发明的最佳实施例：(1)第一实施例
首先参照图2，其中，相应图1的部分用相同的标号表示，由20表示的-FM解调电路在接收端IN1，IN2接收置于前级的一正交检波器电路5(参见图1)输出的同相分量I和正交分量Q。
输入到输入端IN1的同相分量I加到作为一延时电路的一延时型触发器(以后简化为″D-FF″)以及乘法器22。该D-FF 21对同相分量I进行延时，例如延时某一取样时间Ts，并将经延时的相位分量Is输出到乘法器23。应当指出该取样时间Ts是安置在前级正交检波电路5中的模-数(A-D)转换器10，11的取样。
在这种情况下，通过将同相分量I延时某一取样时间Ts，加到乘法器23的经延时的同相分量Is等于在加到乘法器22的同相分量I之前的数据的某一取样。
输入到输入端IN2的正交分量加到作为延时电路的-D-FF 24和乘法器23。该DFF 24对正交分量Q进行延时，例如延时完整取样时间Ts，并将经延时的正交分量Qs输出到与D-FF21相似的乘法器22。同样在这种情况下，通过将正交分量Q延时某一取样时间Ts，加到乘法器22的经延时的正交分量Qs等于在加到乘法器23的正交分量Q之前的数据的某一取样。
乘法器22将同相分量I乘以正交分量Qs，并将相乘结果(I·Qs)输出到一减法器25。同样，乘法器23将正交分量Q乘以同相分量Is，并将相乘结果(Q·Is)输出到减法器25。减法器25从相乘结果(Q·Is)减去相乘结果(I·Qs)，并将最后的相位差dθ(＝Q·Is－I·Qs)输出到乘法器26。
存储单元27例如包括一个存储器，并储存取样时间的倒数(1/Ts)。这个取样时间的倒数(1/Ts)从存储单元27读出，并加到乘法器26。
该乘法器26将相位差dθ乘以取样时间的倒数(1/Ts)，并将相乘结果(dθ/Ts)输出到带通滤波器18。换一方式说，乘法器26导出由于相位差dθ被取样时间Ts相除而产生的一个值。
带通滤波器18限制了所加的相乘结果(dθ/Ts)的带宽并将带宽受到限制的相乘结果输出到输出端OUt。按这种方法，由于输入FM信号解调产生的被解调的信号S3在输出端OUt上被导出。
以下将说明该解调信号S3如何由以上描述的结构产生的原理。首先，如由下式给出的那样，一输入FM信号被分成一同相分量I和一正交分量Q：
FM信号：I＋jQ (10)如下式所给出的那样，时间Ts以前的一相位分量被表示为某一取样前的一同相分量Is和正交分量Qs：
时间Ts以前的相位分量：Is＋jQs (11)
当式(10)给出的FM信号乘以由式(11)给出的时间Ts以前的FM信号的相位分量的共轭值时，导出下式：
(I＋jQ)×(Is－jQs)
＝(I·Is＋Q·Qs)＋j(Q·Is－I·Qs) (12)式(12)中所示的虚部，即下式：
虚部：Q·Is－I·Qs (13)代表了一个相位角位移dθ，就如像在设置在采用PLL结构的FM解调电路12中的位比较电路15的操作说明中所描述的那样。
在FM解调器电路20中，包括D-FF 21，24，乘法器22，23和减法器25的相位差计算部分是实施用于计算相位角位移dθ的式(13)的电路部分。实际上，从减法器25输出的相位差dθ准确地由式(13)表示。
通过将相位差dθ乘以取样时间倒数(1/Ts)而导出的dθ/Ts表示相位短暂变化的比值。在这里假定取样时间足够小，dθ/Ts代表了对时间求导的相位变化，即，瞬时角频率。然后，如果代表该瞬时角频率的dθ/Ts通过限制带宽的带通滤波18，以便仅提取必要的信号发量，则产生为解调输入FM信号结果的解调信号S3。这是由于瞬时角频率是代表数据的频率位移本身。
在以上描述的FM解调电路20的结构中，由正交检测电路5提供的同相分量I和正交分量Q分别输入到D-FF′s 21，24，其中它们被延时某一取样时间Ts，以便产生某一取样前的同相分量Is和正交分量Qs。然后，在FM解调电路20中，根据某一取样前产生的同相分量Is和正交分量Qs，以及目前的同相分量I和正交分量Q，相位差dθ(＝Q·Is－I·Qs)通过乘法器22、23、以及减法器25导出。该相位差dθ接着除以取样时间Ts，以便导出瞬时角频率(dθ/Ts)。接着，导出的瞬时角频率(dθ/Ts)经受带宽限制，以便产生为解调输入FM信号结果的解调信号S3。
如上所述，根据由取样时间Ts数字化的FM信号的同步分量I和正交分量Q，相位差dθ在目前相位旋转角和某一取样前的相位旋转角之间导出。取导该相位角dθ将导出瞬时角频率(dθ/Ts)，完成解调。应当理解，FM解调器电路20能解调FM信号，而无需由应用PLL结构的普通FM解调器电路12要求的任何反馈环路。
按此方法，如果同应用PLL结构的普通FM解调器电路12相比，该FM解调器电路20能改善在有相位调整环境状态下的解调特性。由于下列理由改善了解调特性。因为普通FM解调器电路12具有一个反馈环路，如果相位调整或类似的情况导致相位锁定状态，某一时间被要求储存该相位锁定状态，而在该时间期间解调被阻止，由此使解调特性变坏。相反，由于作为实施例的FM解调器电路20不具有反馈环路，从而免除了解调阻止时间，即使相位调整或类似的情况发生。
此外，由于该FM解调器电路不具有反馈环，它的结构比现有技术大为简化。
按照上述第一实施例的结构，相位差dθ是根据目前FM信号的同步相位分量I和正交分量Q以及某一取样以前的FM信号的同步分量Is和正交分量Qs进行计算的，而且该相位差dθ被取导而导出瞬时角频率(dθ/Ts)，因此无需反馈环能解调该FM信号，与普通FM解调电路相比，使得有可能按简单结构去改善FM解调电路成为可能。(2)第二实施例
接着参照图3，其中，相应在图2中的那些部分用相同标号表示，用标号30表示按第二实施例的一种FM解调电路。从设置在前级的正交检波器电路5(参见图1)输出的同相分量I和正交分量Q分别通过输入端IN1，IN2加到相位旋转角检测器电路31。
该相位旋转角检测器电路31，如由其名称所能推测的那样，是用于检测相位旋转角θ的电路。具体地，该相位旋转角检测器电路31将按下式根据同相分量I和正交分量Q计算相位旋转角θ：
θ＝tan-1(Q/I) (14)
具体地，相位旋转检测器电路31首先将同相分量和正交分量Q加到除法器32，该除法器32将正交分量Q除以同相分量I，然后将相除结果(Q/I)输出到ROM(只读存储器)33作为一个地址信号。
ROM33储存相应相除结果(Q/I)各值的tan-1(Q/I)的值，因此当相除结果(R/I)加到ROM 33作为地址信号时能够从它输出。换言之，ROM 33构成用于tan-1(Q/I)的ROM表。
这样，在该相位旋转角检测器电路31中，除法器32将正交分量Q除以同相分量I，以便从ROM 33读出相应tan-1(Q/I)值的可信赖的相除结果(Q/I)，由此提供相位旋转角θ。之后，相位旋转角检测电路31将导出的相位旋转角θ输出到微分电路34。
微分电路34提供对相位旋转角θ取导。输入到微分电路34的相位旋转角θ加到减法器25，还加到D-FF 36作为延时电路。D-FF 36将所提供的相位旋转角θ延时某一取样时间Ts，并将延时的相位旋转角Q输出到减法器。应当指出，也是在该第2实施例中，Ts表示设置在前级正交检测器电路5中的模-数(A/D)转换器10，11的取样时间。
在这种情况中，通过将相位旋转角Q延时某一取样时间Ts，相位旋转角θs等于相位旋转角θ之前某一取样的数据。
减法器25从目前相位旋转角θ减去某一取样前的相位旋转角θs，并将相位差dθ(＝θ－θs)输出。
存储单元27类似第一实施例存储取样时间的倒数，由此取样时间的倒数(1/Ts)从它读出并输出到乘法器26。
乘法器26将相位差dθ乘以取样时间的倒数(1/Ts)并将相乘结果(dθ/Ts)输出到带通滤波器18。换言之，将相位差dθ除以取样时间Ts由乘法器26完成，以便取导相位旋转角θ，即，导出瞬时角频率。接着，带通滤波器18限制相乘结果(dθ/Ts)的带宽，以便产生解调信号S3，它是在输出端OUT上的解调FM信号的结果。
在上述FM解调电路30的结构中，由正交检测器电路5提供的一FM信号的同相分量I和正交分量Q输入到将正交分量Q除以同相分量I的相位旋转角检测器电路31。之后，相应于商的值tan-1(θ/I)由ROM33读出，以便导出相位旋转角θ。之后，在该FM解调电路30中，导出的相位旋转角θ加到微分电路34，它从目前相位旋转角θ减去某一取样前的相位旋转角θs而得出相位差dθ。该导出的相位差dθ除以取样时间Ts而导出求导的相位旋转角θ。即瞬时角频率(dθ/Ts)。接着，在该FM解调电路30中，该瞬时角频率(dθ/Ts)经受到带宽限制，以便产生为解调FM信号结果的解调信号S3。
换一种方式说，在该FM解调电路30中，目前相位旋转角θ是根据通过取样时间Ts数字化的一FM信号的同相分量I和正交量Q由相位旋转角检测器电路31检测的。然后，根据计算的相位旋转角θ，某一取样时间前的相位旋转角θs通过第二相位旋转角检测器电路(具体地是D-FF 36)导出。此外，在该FM解调器电路30中，相位差dθ在目前相位旋转角θ和某一取样时间前的相位旋转角θs之间进行计算，计算的相位差dθ乘以该取样时间的倒数(1/Ts)，以便导出瞬时角频率(dθ/Ts)。按此方式，完成解调。
如上所述，由于FM解调器电路30解调FM信号无需反馈环路，同采用PLL结构的普通FM解调电路12相比，它能改善在相位调整环境条件下的解调特性。
按照如上所述第二实施例的结构，由于在相位旋转角θ和某一取样前的相位旋转角θs之间的相位差dθ根据一FM信号的同相分量I和正交分量Q进行计算，并且该相位差dθ被取导以导出瞬时角频率(dθ/Ts)，因此有可能以比现有技术简单的结构改善解调特性。(3)第三实施例
下面参照图4，其中相应图3的部分用相同标号表示，用标号40表示按第三实施例的FM解调电路。从设置在前级的正交检测器电路5(参见图1)输出的同相分量I和正交分量Q分别通过输入端IN1，IN2加到相位旋转角检测器电路31和内插值计算电路41。
相位旋转角检测器电路31与第二实施例的相似，将正交分量Q除以同相分量I，并读出相应计算的商的相位旋转角θ(＝tan-1(Q/I))，之后该商被输出到下级的减法器25。
内插值计算电路41用内插法计算时间τ前的同相分量Iτ和正交分量Qτ，并将时间τ前的同相分量Iτ和正交分量Qτ输出到相位旋转角检测器电路42。在该情况中，由于时间τ比取样时间Ts短，因此时间τ前的同相分量Iτ和正交分量Qτ分别代表了在目前同相分量I和正交分量Q以及某一取样的同相分量Is和正交分量Qs之间设置的任意同相分量和正交分量。
相位旋转角检波器电路42类似于相位旋转角检波器电路31，将正交分量Qτ除以同相分量Ic，并读出相应计算的相位旋转角θτ(＝tan-1(Qτ/Iτ))，之后该商输出到下级的减法器25。换言之，相位旋转角检波器电路42，根据时间τ前的同相分量Iτ和正交分量Qτ导出时间τ前的相位旋转角θτ。
减法器25从目前的相位旋转角θ中减去时间τ之前的相位旋转角θτ，并将得出的相位差dθ(＝θ－θτ)输出到乘法器26。
存储单元43，例如包括一个存储器，存储时间τ的倒数(1/τ)，该时间τ的倒数(1/τ)从存储单元43读出并加到乘法器26。
乘法器26将相位差dθ乘以时间τ的倒数(1/τ)，并将相乘结果(dθ/τ)输出到带通滤波器18。换言之，相位差dθ除以时间τ由乘法器26完成，以便对相位旋转角θ求导，即导出瞬时角频率。
接着，带通滤波器18限制相乘结果(dθ/τ)的带宽，以便在输出端OUT上产生作为解调FM信号结果的解调信号S3。
现在，将更具体地说明如上所述结构的FM解调电路40以及内插值计算电路41的原理。
当瞬时角频率通过将在目前相位旋转角θ和某一取样前的相位旋转角θs之间的相位差dθ除以取样时间Ts进行计算时，如第二实施例的情况那样，如果取样时间Ts较大，则瞬时角频率的精度将降低，而这将招致对解调特性变坏的担心。
为解决这个问题，第三实施例在相邻取样之间的任意点通过内插法计算相位旋转角θi，并且用显然更短的取样时间Ts计算瞬时角频率。这个操作将在下面使用相关等式加以描述。
假定根据接收到的FM信号计算的分离相位值为θ(nTs)，则在时间t计算的相位θ(t)能根据下或给出的关系导出：θ(t)=Σn=-∞∞θ[nTs]{sin{2πf(t-nTs)}/2πf(t-nTs)}]]>
(15)
在这里假定取样频率fs为最大调制频率f的两倍，式(15)将转换成下式：θ(t)=Σn=-∞∞θ[nTs]{sin{π(t/Ts-n)}/π(t/Ts-n)}]]>=Σn=-∝∞θ[nTs]sin(t/Ts-n)]]>
(16)这里，Sinc＝sinπ(t)/π(t)然后，在t＝kTs－τ时的θ(t)由下式给出：θ(kTs-τ)Σn=-∞∞θ[nTs]Sinc{(k-n)-τ/Ts}]]>
(17)在该等式(17)中，如果用N代替k-n，等式(17)转换为下式：θ(kTs-τ)=Σn=-∞∞θ[k-N]Sinc{N-τ/Ts}]]>
(18)进而，假定在式(18)中的Sinc函数在区间＞N条件下其幅度可忽略不计，则在t＝kTs－τ时的θ(t)由下式给出：θ(kRs-τ)=ΣN=M/2-M/2θ[(k-N)Ts]Sinc{N-τ/Ts}]]>
(19)这样，在时间kTs到时间τ前的相位值可以使用根据从时间(k－M/S)Ts到时间(k＋M/2)Ts计算的分离相位进行计算。
因此，在时间kTs时的瞬时角频率由式给出：
dθ/dt＝{θ[kTs]－θ[kTs－τ]}/τ (20)因此解调波可以在每个时间用式(20)通过按序计算瞬时角频率产生。
图5说明内插值计算电路41的结构。由于该内插值计算电路41计算内插值既用于同相分量，又用于正交分量，用相同的电路结构进行计算，因此作为说明，将只给出关于同相分量I的内插法。
加到内插值计算电路41的同相分量I首先输入到串行输入/并行输出形式的由N个D-FF′S组成的位移寄存器，然后在它由一个D-FF位移到下一个D-FF时被延时一个取样时间Ts。从位移寄存器50的各个D-FF′S输出的同相分量I1-In加到乘法器X1-Xn。该乘法器X1-Xn还被提供分别储存在存储单元(例如，包括存储器)M1-Mn中的Sinc函数的加权值h1-hn。乘法器X1-Xn将分别提供它的同相分量I1-In乘以相应的加权值h1-hn，并将各自的乘积输出到一个加法器52。于是加法器将各个乘法器X11-Xn的相乘结果相加，以便导出时间τ前的同相分量Iτ。
按此方法，内插值计算电路41计算上面等式(19)，以便导出时间τ前的同相分量Iτ。应当理解，对于一正交分量Q内插值计算电路41使用如上所述相同结构电路，以便导出时间τ前的正交分量Qτ。
在上述结构的FM解调电路40中，由正交检波器电路5提供的FM信号的同相分量I和正交分量Q输入到相位旋转角检波器电路31，该电路将该正交分量Q除以同相分量I并读出相应计算的商的tan-1(Q/I)，以便导出相位旋转角θ。
也是在该FM解调电路40中，同相分量I和正交分量Q被分别加到内插值计算电路41，该计算电路根据该同相分量I和正交分量Q计算内插值，以便导出时间τ前的同相分量Iτ和正交分量Qτ。于是，根据该时间τ前的同相分量Iτ和正交分量θτ，相位旋转角检波器电路42导出时间τ前的相位旋转角θτ。
其次，在FM解调器电路40中，在目前相位旋转角θ和时间τ前的相位旋转角θτ之间的相位差dθ乘以时间τ的倒数(1/τ)，以便产生被求导的相位旋转角θ，即瞬时角频率(dθ/τ)。接着，导出的瞬时角频率(dθ/τ)经带宽限制产生为解调FM信号结果的解调信号S3。
换种方式说，在FM解调器电路40中，相位旋转角检测电路31根据同相分量I和正交分量Q检测目前相位旋转角θ。同样，在该FM解调电路40中，第二相位旋转角检测器电路(具体地说包括内插值计算电路41和相位旋转角检波器电路42)根据同相分量I和正交分量Q计算内插值，以便导出时间τ前的同相分量Iτ和正交分量Qτ，并根据时间τ前导出的同相分量Iτ和正交分量Qτ导出相位旋转角θτ。然后，在目前相位旋转角θ和时间τ前的相位旋转角θτ之间的相位差乘以时间τ的倒数(1/τ)，以便导出瞬时角频率(dθ/τ)，于是完成解调。
按此方法，由于FM解调电路40解调FM信号，而无需反馈环，如果和PLL结构的普通的FM解调电路12相比，它改善了在相位调整环境条件下的解调特性。
此外，在该第三实施例中，即使取样时间较长但由于处在目前相位旋转角θ和某一取样前的相位旋转角θs之间的时间τ前的相位旋转角θτ是用内插法进行计算的，以便导出瞬时角频率，所以能避免瞬时角频率精度下降，取得良好的解调性能。
按第三实施例的结构，即使取样时间较长由于位于在目前相位旋转角θ和某一取样前的相位旋转角θs之间的时间τ前的相位旋转角θτ是用内插法进行计算的，瞬时角频率是根据时间τ前计算的，相位角θτ和目前相位旋转角θ导出的，所以能避免瞬时角频率精度下降，实现良好的解调性能。(4)第四实施例
参照图6，其中，相应图3中的那些部分用相同标号表示，按第四实施例的FM解调器电路由标号60表示。第四实施例是对在图3中说明的第二实施例的FM解调电路30的一种改型，为的是执行过取样(over-Sampling)。
具体地，在FM解调电路60中，从前级正交检测器电路5(参见图1)输出一个FM信号的同相分量I和正交分量Q首先通过输入端IN1，IN2分别加到过取样电路61。在该情况下，假定在正交检测器电路5中，同相分量I和正交分量Q在取样频率fs上完成取样，以便进行数字化。
过取样电路61根据加到它的同相分量I和正交分量Q执行n-折过取样(n-fold over-sampling)并且将取样频率从fs转换到nfs的同相分量I和正交分量Q输出到相位旋转角检测器电路31，在该情况下，过取样电路61插入在数据之间的”O：S的(n－1)，以执行n-折过取样。
相位旋转角检测器电路31，类似于结合第二实施例所描述的电路，将正交分量Q除以同相分量I，并读出相应计算的商的相位旋转角θ(＝tan-1(Q/I))，该商被输出到后面级的低通滤波器(LPF)。
低通滤波器去掉包括在从相位旋转角检测器电路31输出的相位旋转角θ中的不必要的高频分量，并将不存在不必要的高频分量的相位旋转角θ输出到抽选器电路(decimtor circuit)63。
抽选器电路63将n-折取样信号恢复到原始信号，并且只从相位旋转角θ提取数据部分，以便恢复在原始取样频率fs上相位旋转角θ，然后被输出到微分电路34。
类似于结合第二实施例描述的微分电路34导出在某一取样前将所加相位旋转角θ延时的相位旋转角θs和目前相位旋转角θ之间的相位差dθ，并将该相位差dθ乘以取样时间Ts，以便导出一瞬时角频率dθ/Ts。于是，微分电路34将导出的瞬时角频率dθ/Ts输出到带通滤波器18。
接着，带通滤波器18限制瞬时角频率dθ/Ts的带宽，以便在输出端OUT产生为解调FM信号结果的解调信号S3。
这里，将具体地说明上述结构的FM解调电路60的原理。当由″tan-1表示的具有非线性特性的一个电路，例如，像第二实施例的情况那样被用来作为检测相位旋转角θ的一个电路时，能够产生不必要的高频分量，致使解调特性变坏。
这种现象将参照图7A-7D加以解释。如果使用线性电路，频谱分布如图7A所示。在这种情况中，由于取样频率设置在fs，具有高达该频率一半的频率的信号分量，即，fs/2能够被显现出来(按照取样理论)。频谱分布由在发射侧用于限制带宽的带宽限制滤波器的特性确定，结果在原理上不存在高频分量。
但是，如果使用非线性电路，除实际的信号分量外，还产生高频分量。如图7C所示，这些高频分量折叠在低于fs/2的频带上，结果像噪声(称为假频噪声(aliasing noise)那样影响实际的信号分量，由此导至解调特性的变坏。
为解决这个问题，第四实施例的FM解调器电路60执行过取样，以便将不必要的频率分量取到一个频带的上侧，通过低通滤波器62限制该带宽以便移去不必要的高频分量，然后执行1/10抽选去恢复原始相位旋转角。
具体地，在第四实施例的FM解调器60中，过取样电路61对同相分量I和正交分量Q进行过取样，以便将它们的取样频率以fs转换到nfs。在该情况下，由于显现频率高达nfs/2的信号分量，不是实际的信号分量，而不必要的高频分量通过低通滤波器62加以移除。接着，在FM解调电路60中，抽选器电路63将取样频率从nfs恢复到fs。由于高频分量通过低通滤波器62移除，从而降低了以上所述的假频噪声。
如上所述，FM解调电路60对加到它的同相分量I和正交分量Q执行过取样，以便将可能由非线性电路(具体地是相位旋转检波器电路31)产生的不必要的高频分量取到一个频带的上侧，然后通过低通滤波器62移除这种不必要的高频分量。接着，在该FM解调电路60中，抽选器电路63将显示相位旋转角的过取样信号恢复到显示相位旋转角的原始信号。按此方法，FM解调器电路60能降低由不必要高频分量引起的假频噪声，并且由此提供对解调特性的显著改善。
顺便说，当可以用在正交检波器电路5中的模-数转换器10，11去执行过取样时，如上所述，提供过取样电路61是由于通过在数据中插入″O″S实施的过取样方便了以后与此有关的计算。
按照如上所述结构的第四实施例，由于FM解调器电路60备有用于对同相分量I和正交分量Q进行过取样的过取样电路61，用于移除可能由一非线性电路产生的不必要的主频分量的低通滤波器62，以及用于将过取样信号恢复到原始信号的抽选器电路63，能降低由于不必要的高频分量所引起的假频噪声，从而有可能显著改善解调特性。(5)其他的实施例
当结合由加到第二实施例的FM解调电路30的过取样而达到解调特性改善的第四实施例被描述时，本发明并不局限于将过取样应用到第二实施例。该过取样同样可以加到第一实施例的FM解调电路20以及第三实施例的FM解调电路40，以便移除不必的高频分量，并且FM解调电路20，40的解调特性也能类似于FM解调电路60得到改善。
关键在于只要FM解调电路20，30或40备有执行过取样的不必要分量移除电路(61，62，63)，以便把不必要的高频分量取到一个频带的上侧，用预定的低通滤波器移除该不必要的高频分量，然后将过取样信号恢复到原始信号，则和第四实施例一样将改善解调特性。
同样，对于在正交检波器电路5之后的电路是FM解调电路(20，30，40，60)的情况，本发明并不局限于具体的结构，包括正交检波器电路5的整个电路可以看作为一个FM解调电路。
此外，当描述了上述实施例时，如上所述为的是产生作为FM解调电路那样的效果，本发明并不局限于FM解调电路，当本发明加到使用如上所述的FM解调电路的任意通信终端设备时，也可以产生类似的效果。
以下将描述通信终端设备的结构例。
将描述关于一个通信终端设备的接收电路和发射电路的例子，例如，结合图8，它是一个无绳电话。
一个用在无绳电话中的集成电路(20)包括一个接收电路110和一个发射电路140。接收电路110是按双超外差系统构成的。更为详细地，来自主机的下行通道的FM信号Sr由天线102接收，并通过终端T111的信号线，高频放大器111，端点T112，所有下行通道都要通过的带通滤波器103，以及端点T113加到用于I轴的第一混频器112以及用于Q轴的第一混频器122。
还有一个振荡器130被用来产生例如14.4MHz的稳定参考频率的振荡信号S130。因此，一个晶体振荡器106通过端点T116连接到该振荡器130。
振荡信号S130加到分频器135，以便分频成具有频率为1/1152的信号S135，即，信号S135按照通道分隔具有12.5MHz的频率，信号S135加到PLL电路131作为参考频率信号。
提供了一个分频比设置电路136，其中，当施加的通道号CHNO的数据通过端点T117时，根据通道号CHNO的数据产生分频比数据。
于是，相应通道号CHNO并来自设置电路136的分频比数据被提供并设置到PLL电路131的一个可变频率分频器电路1311。按此方式，振荡信号S131从PLL电路131的VCO电路1312输出。
信号S131加到混频器112作为第一本振信号，还加到相移π/2的相移电路132，这样得到的相移信号S132加到混频器122作为第一本振信号。
类似产生的信号S133和S134分别加到混频器114和124。
信号S114和S124加到加法电路115，以得到相加的信号S115。
相当于第二中频信号的相加信号S115通过为中频滤波器的带通滤波器116和限制放大器117加到解调原始伴音信号的FM解调器电路118。伴音信号通过放大器119和端点T114加到扬声器104用于电话机接收。
以上是接收机电路110的工作和结构。
另一方面，在发射机电路140中，伴音信号直接作为上行通道的FM信号发射，还提供了一个PLL电路143，来自分频电路135的分频信号S135加到该电路作为参考频率信号。此外，在该发射机电路140中，相应通道号CHNO的分频比数据被施加和设置到PLL电路143的可变分频电路1431。
按此方式，具有相应由接收电路110接收的下行通道的上行通道的载频为fHS的信号St从PLL电路143的VCO电路1432得到。
一个来自麦克风105并用于发射的伴音信号通过端点T115和放大器141加到移除不必要频率分量的低通滤波器142，之后，它被加到PLL电路143的VCO电路1432作为振荡频率的控制信号。
由此，从VCO电路1432得到FM信号St，该信号相应由接收机电路110接收的下行通道的上行通道的信号，并由来自低通滤波器142的伴音信号进行FM调制。
该FM信号St通过驱动放大器144和输出放大器145加到接天线102的端点T118。
以上是发射机电路140的结构和工作。
如上所述，按照本发明，由正交检测器电路输出的调频信号的同相分量和正交分量分别延时某一取样时间，同相分量乘以延时的正交分量的结果与正交分量乘以延时的同相分量的结果相减，相减结果乘以取样时间的倒数就得到瞬时角频率。由此频率调制的信号能够解调而不必要任何普通FM解调电路所要求的反馈环，这就使得有可能避免因相位调整或类似的干扰而损害解调特性。
同样，根据从正交检测器电路输出的调频信号的同相分量和正交分量，由第一相位旋转角检测器电路检测相位旋转角，根据从正交检测器电路输出的同相分量和正交分量，或者根据由第一相位旋转角检波器电路检测的相位旋转角，由第二相位旋转角检测器电路检测一预定时间前的相位旋转角，相位差在由第一相位旋转角检测器电路检测的相位旋转角和由第二相位旋转角检测器电路检测的一预定时间前的相位旋转角之间检测，该相位差乘以该预定时间的倒数导出瞬时角频率，由此，解调频调信号无需普通FM解调电路所要求的任何反馈环，这就使得有可能避免因相位调整或类似的干扰而损害解调特性。
此外，提供了一个不必要分量移除电路用于借助过取样将由非线性电路产生的不必要的高频分量取到一频带的上侧，以便通过一预定的低通滤波器移除这些不必要的高频含量，然后将过取样信号恢复到原始信号，结果能防止解调特性受到不必要的高频分量的损害。
现在人们将理解到本发明能以简单的结构实现频调信号解调电路，与现有技术相比，能改善解调特性。
到此已结合本发明优选实施例进行了描述，但对本专业技术人员而言，可以做出各种变化和修改，因此，在附加的权利要求中，复盖了所有这些落入本发明精神和范围的改变，而这将是显而易见的。