光学数据发送器装置 本发明涉及用光学设备传输数字数据，特别涉及使用光纤的长距离链路上高数据速率的传输。
这样的传输是用一个光学发送器通过光纤联结一个光学接收器来实现的。发送器发送一光学载波，其功率被调制，随传输信息变化。通常，调制是使载波功率在两个电平(leve1)之间变化：与波的熄灭相对应的低电平和与激光振荡器的最大光功率相对应的高电平。依惯例，低电平和高电平分别表示二进制的数值0和1。波的电平变化是在时钟信号控制的时刻触发的，这样，时钟信号就定义了连续的时间单元(time cell)，它被分配给了要被传输的数据。
通常，传输的最大距离受到接收器无错误检测经光学链路传播的调制波的两个功率电平的能力的限制。为了提高传输距离，一般是力图提高平均高光功率电平与平均低光功率电平的比，这个比定义为消光率，是调制的一个特性。
还有，对于给定的距离和消光率，数据速率受到了在光纤中生成的光的色散地限制。色散起源于光纤在传送波的波长处的有效折射率，它使得发送脉冲的宽度随着在光纤中的传播逐渐增大。
为了限制这种现象所造成的结果，有建议采用适当的编码来压缩传输信号的谱带宽度，特别是建议使用在电传输方面所熟知的“双二进制码”。这种码在实际上具有把信号谱的带宽二等分的性质。此种码使用一种三电平信号，分别用0、+和-来标记，二进制中的0值仍编作0电平，二进制中的1值依规则或编作+电平，或编作-电平，按照编码规则，把两个连续的“1”的码组按其包围的是连续偶数个“0”还是连续奇数个“0”编作相同电平还是不同电平。
X.Gu等人在题为《在超过100公里的标准光纤中以10Gbit/s的无中继三电平光学传输》的文章中已经阐述了使用双二进制编码进行光学传输(电子通讯，1993年12月9日，第29卷，第25期)，在这篇文章中，0、+、-三个电平分别对应于光功率的三个不同的电平。
申请号为№94 047 32，公布号为FR-A-2 719 175的法国专利也描述了用于光学的双二进制编码。据此文件，二进制的“0”值永远和光功率的低电平相对应，而符号+和-对应于光功率的同一高电平，其区别在于180°的光学载波相位差。
K.Yonenaga等人在文章《接收机灵敏度没有降低的光学双二进制传输系统》(电子通讯，1995年2月16日，第31卷，第4期)同样描述了后一种双二进制码在倒相中的应用。
尽管由这种编码试验提供的这些考虑表现出对传统NRZ码(不归零码)的改善，但这种改善并非都能看到。依理，当接近使用这种码的理想条件时，特别是当消光率尽可能大时，应能证实改善达到最大。然而，模拟和试验奇特地给出了和企望相反的结果。
然而，如果仔细分析在光学背景中双二进制码的物理效应，可以得到很好的压缩信号谱带宽。相反，编码对于弧立观察的每个脉冲的谱都没影响，而脉冲谱对于涉及光色散效应的因素具有决定性的作用。
不同文章所述的正面结果都是难于解释的。实际上，如实验的一些参量被验证(光纤的长度和质量，数据速率)，而另一些参量却不能得到准确的监控：光学组件的特性和监控电路的实际运行。
改变实验参量进行模拟和试验后得出，获得改善的条件是载波相位位移发生在每个“0”里，而该每个“0”的前面或后面都有一个“1”码组或弧立的“1”，相位位移的绝对值约为180°。不仅如此，也没有必要力图使编作“0”码的低电平功率尽可能小，即没有必要使消光率尽可能大。实际上，消光率的最佳值和其它实验参量之间有着复杂的函数关系。例如，该值可选为不大于20。
因此最好是实现一个发送器装置，它能在载波的每一个和逻辑“0”相对应的单元内实施一次约为180°的相位位移，且所有和逻辑“1”对应的任何连续单元码组或每一与逻辑“1”对应的弧立单元的前面和后面都有这样的“0”单元。
为此，可以使用一个和光功率调制器耦连的激光振荡器，功率调制器2和相位调制器相耦连，通过对调制器进行适当的电控制，光学功率调制器给相位调制器提供一个以激光波长作为载体的幅度变化的波，而相位调制器为输出提供了功率和相位都被调制的波。
作为变通，仍用一台和功率调制器进行光学耦连的振荡激光器，简单地就是一台带有熟知型的集成调制器的激光器。和上面的实施例不同，这里的相位调制是通过对激光的注入电流的作用而得到。这个实施例应用了振荡频率随注入电流而变化的激光器的性质。在最佳实施例中，激光器的设计使小的电流变化导致足够的频率变化，而发射波的功率不出现明显的涨落。
前面的方案都需要复杂而昂贵的电子控制系统。
为了简化控制，可以利用相位位移总是发生在每个含逻辑“0”的单元中这一事实，并且使用马赫-策德尔干涉仪调制器。这种调制器含有一个干涉仪结构：输入光导分成两个分支，它重新汇合形成输出光导，电极分别在两个分支光导通过的地方施加电场。当输入光导接收到一个恒定功率的载波，两部分波在两个分支中传播，然后在输出处发生干涉，于是输出波导输出的光波的功率和位相都和加在电极上的电压值有关。为了建立一个功率和相位都调制的波，至少在一个电极上加上调制幅度的电压，其幅度和发射的二进制信号相对应。
由于相位改变应在发射波的功率取极小值时立即发生，因此电极的偏置应使在无调制时，施加的电压的直流分量使二部分波尽可能干涉相消。如调制器的两个分支相同，这个条件就意味着直流分量是不同的。
调制器可在铌酸锂(LiNbO3)基底上制成。有时，以LiNbO3为基底的调制器是不适于集成的，贵，且老化不好。于是，可以考虑使用III-V族元素，如磷化铟(InP)为基底，制成同类结构的干涉仪调制器，但这种转换并非令人满意，因为和在铌酸锂中的情况相反，在III-V族元素的材料中，非线性电光效应导致的在光导中的衰减与所加电压的依赖性非常大。
于是，本发明的目的在于提出一种不存在前述方案中的那些缺点的光学数据发送器装置。
更确切地说，本发明提供一种用于发送对以功率和相位调制的光波形式的二进制数据的装置，其组成包括：
马赫-策德尔型干涉仪结构，其中适于接收入射光波的输入光导分成两个分支以传导两部分波，所述的两个分支重新结合形成输出光导，电极用以分别在两个分支上施加电场；及
控制电路，使前述电场作为输入电信号的函数变化，输入电信号在低、高两个电平间调制，并表示要被发射的二进制数据。
本发明的特征在于所述的干涉仪结构是以III-V族元素为基底的p-i-n型结构；在于所述的两个分支的尺寸使得在无前述电场的作用时，所述的两部分波干涉相消；在于所述的控制电路的设计使得加在电极上的控制电压的直流分量基本相等，而所述的控制电压中至少有一个是由偏置电压与所述的输入电信号经低通滤波器滤波后得到的信号迭加而成。
由于选用“非对称”干涉仪结构和相应的控制，加到电极上的平均电压就减小了，这使得相对光功率通过0的情况，衰减降低，相位变化稳定。
依照一个在给定的消光率的情况下能更好地减小加到电极上的平均电压的方案，发送器装置的特征在于前述控制电压分别是由偏置电压与滤波信号相迭加而成，此滤波信号是所述的输入电信号及互补(complementary)输入电信号经低通滤波后而获得的，它们被在高低电压电平间调制，并且表示所述的要被发送的二进制数据的互补的值。
为了补偿非对称调制器在制造上的可能的不完善，方便的办法是选择所述的偏置电压值，使得所述的两个部分波在加到所述的电极上的所述的直流分量为零时尽可能干涉相消。
下面参照附图说明本发明的其它的特征和优点。
图1是本发明的一个实施例的发送器装置。
图2是用于本发明实施例的一个调制器的一个部分剖面图。
图3和图4示出传统结构的InP调制器的特性曲线。
图5和图6示出非对称型InP调制器在只有一个电极供电时的特性曲线。
图7和图8示出非对称调制器在两个电极都供电时的另一特性曲线。
图9是用以说明本发明实施例的发送器装置运行的时序图。
图10是本发明发送器装置控制电路的另一个实施例。
图1是本发明的一个最初实施例的发送器装置。发送器装置主要由马赫-策德尔型调制器1和控制电路2组成。调制器1是以III-V族元素为基底制成，如以磷化铟InP为基底。调制器的组成如下：输入光导Ge经一个输入耦合器Ce分成两个支路Ba和Bb，两支路Ba和Bb在输出耦合器Cs处重新汇合构成输出光导Gs；分别置于分支Ba和Bb上的电极Ka和Kb用以接收来自控制电路2的电压Va、Vb，第三个电极K2置于调制器1的底面，和地联接。
输入光导Ge接收由激光振荡器(图中未画)发送的连续波M，输出光导Gs提供输出波S。
图2是调制器1在以分支Ba为基准面时的剖面图，更为清楚地示出其内部结构，调制器1是在掺有n型杂质的InP衬底上依次培育上活性层CA，掺P型杂质的InP层4和接触层5而制成。之后，在部件的顶面上横向刻划实现所谓“垄”结构。然后在横向沉积聚酰亚胺绝缘层6，再后是上电极Ka和下电极K2，例如，活性层CA可有一个量子阱结构。
对于给定波长的输入光波M，本发明实施例的调制器的结构使得通过分支Ba和Bb传送的两部分波在加在上电极上的电压为零时干涉相消。要获得这样的结果，可以使两个支路的长度不同，以致表现出的光程差等于输光波M的波长的一半。
例如，输入光波长为1.56μm，InP上活性层的特征波长为1.45μm，由于制做的波导有0.24μm的长度差，得到所要的光程差。这样，在分支Ba和Bb上面的电极有相同的长度，如600μm。
控制电路2接受一个NRZ型输入电信号E，并且它供给电极Ka和Kb的控制电压分别为Va和Vb，接照示例，电压Vb是对地为负的固定偏置电压Vpb，电压Va是由负偏置电压Vpa和调制信号电压ea迭加而成，而调制信号ea是输入电信号E经滤波器F滤波得到。
为了很好地弄懂图1所示装置的运行，先对以III-V族元素(如，InP)为基底的干涉仪调制器的运行加以说明。
图3和图4示出在InP上制成的对称型干涉仪在电极Kb接地情况下的特性曲线。如图3所示，输出光功率Ps随加在电极Ka上的负压Va而变化，当Va＝0时，Ps取极大值，当Va取特定值V1时，Ps取最小值，超过这个值，功率Ps重新增大，直到另一个极大值。后一个极大值小于当Va＝0时的极大值，因为衰减和电压有关。图4示出与输出光波相应的相位变化Δ，可以看到在电压V1附近有一小于180°的相移Δ1，可以指出，在这个相位差附近，Δ作为Va的函数缓慢变化，在Va＝V1时，功率Ps不为零。
为了使用对称式调制器实现所希望的调制，最好是对电极Ka偏置，使电压Va能在V1附近变化，可是，仔细考察特性曲线，可以得出，此时和光功率最低点相比，消光率小，相移稳定性差。此种缺陷不能用在电极Kb上加偏置电压来补偿，因为Kb必须保持负电压。
图5和图6示出在InP上制成的非对称式调制器的同样的特性曲线，情况也是电极Kb接地。当Va＝0时，光功率Ps为零；而当Va取负值Vo时，Ps取最大值。当Va在0值附近时，产生约为180°的相位位移。
现在，如在电极Kb上加一负电压Vb，得到如图7和图8所示的特性曲线。在此情况下，当Va在Vb附近变化时，光功率Ps通过0点，且相位位移Δ很快通过180°。这样，若使Va在Vb附近调制，则可实现输出波的相位和功率的调制，使180°的相位位移恰恰发生在光功率通过0点的瞬间，不仅如此，和在对称式调制器中的情况相比，由于加到电极上的平均电压的绝对值小，输出功率的衰减也要小。现借助于图9的时序图，可以理解图1所示装置的运行。时序图(a)是一NRZ制输入电信号E的例子。信号E加载到低通滤波器F上，低通滤波器F输出滤波信号ea，信号ea在模拟加法器Ta中与偏置电压Vpa迭加形成控制电压Va供给电极Ka。电压Va的变化在时序图(b)上示出。调整偏置电压Vpa使得Va的直流分量等于加到电极Kb上的固定偏置电压Vpb。相应的输出信号光功率Ps和其相位Δ的变化分别示于波形图(c)和(d)上，可以看出，波的相位位移180°都基本上发生于表示二进制0(低平均光功率)的每个时间单元的中点，而没有一个相位位移发生在表示逻辑1(高平均光功率)的时间单元内。
控制电路2的另一个实施方案，能在电极Kb上加一电压，电压Vb被以与电压Va相反的相位调制。为此，使用图10中所示的装置，在图中，输入电信号E及其互补量E*分别加到两个低通滤波器Fa和Fb的输入端，利用模拟加法器Ta和Tb，滤波器Fa和Fb输出的电滤波信号ea、eb分别与偏置电压Vpa和Vpb相叠加。
总之，调节偏置电压Vpa和Vpb使得电压Va和Vb的直流分量相等。有时，为了补偿调制器制造中可能的色散，偏置电压Vpa和Vpb要调整到在无输入信号调制时，即仅有Va和Vb的直流分量施于电极时，保证尽可能干涉相消。
在滤波信号ea，eb没有直流分量这种特殊情况下，偏置电压Vpa和Vpb分别是电压Va和Vb的直流分量，一般说二者相等。
根据下列特性来选择低通滤波器Fa、Fb：即，用赫兹表示的通带宽度，是0.28倍的要被发送的二进制数据E的数据速率，用每秒比特表示。另外，最好使用线性相位滤波器，如贝塞尔滤波器。最后，为保证在表示逻辑0的时间单元中光功率有适当的波动，最好使用5阶贝塞尔滤波器。