本发明涉及到收音机或寻呼接收机的变频级，特别是用来控制本机振荡器的偏流，使其在限定范围内提供精确等于给定幅度的注入信号的闭环控制电路。 收音机或寻呼接收机的变频级包含本机振荡器和混频器。该振荡电路能产生预定频率和幅度的注入信号，而其幅度与加到振荡器的偏流量成正比，混频器根据注入信号的频率可把某一频率的混频输入信号转换为另一频率的混频输出信号。通常在接收机的混频级，从混频器的输入信号频率减去注入信号频率就得到其频率等于所得频率差的混频器输出信号。上述类型的接收机可以包含一个或多个变频级，以将接收的无线电频率或RF（射频）信号转换为中频（IF）信号，而且还可以用另外的下变频电路将一个IF信号变换为较低的IF信号。
各种便携式接收机都用电池供电，因此，重要的是要减少这类接收机的电能消耗，以延长其工作寿命而不必充电或更换电池。为此，一些较新的袖珍接收机已包含有省电手段，它地设计是当不需要时，使接收机的某些电路断电，而在需要时在恢复供电。在较短的时间内使一电路再启动並按设计性能工作，必需考虑从断电到恢复供电的暂态特性。
例如，使一个晶体控制的本机振荡电路再起振，要求的偏流约为振荡器电路达到稳定状态后所需偏流的两倍。因此，要求在恢复供电初期要给振荡电路提供一个大的偏流，然后再调整到所需的最小偏流，使振荡器在工作状态稳定时其注入信号达到所要求的幅度。问题是不太容易确定各种工作条件下这两个偏流的极限。如果选择的电流太高，则可能产生无法预料的振荡器性能，並使混频器增益过高，还会引起过量的电池功耗而降低接收机电池的工作寿命。如果选择的偏流太低，则可能导致加电时振荡器不起振，或者使注入信号幅度低于工作极限值而使混频特性恶化。
一种确保振荡电路具有合适的起振性能並防止注入信号消失的解决办法，就是在变频级提供一闭合反馈环路，以根据所要求的注入信号幅度来控制振荡电路的偏流。这一解决办法是1974年4月16日公布的美国专利第3，805，162号由Clive Hoffman等提出的申请中所提议的方案，该专利已被转让给本专利申请的同一受让人。Hoffman等所建议的电路是直接检测振荡注入信号的幅度，並根据混频晶体管（其具有高频工作特性）的基极与发射极电压和控制晶体管（它具有低频工作特性）的基极发射极电压之差来调节所需要的工作幅度。尽管Hoffman等所提议的闭环控制电路在许多工作条件下是适用的，但还需要改进。
本发明的目的包括：（1）根据外来信号（例如这种接收机的第一变频级的输入所提供的宽带RF信号）来测定不失真注入信号的幅度的能力;（2）为控制送到混频器的注入信号的幅度，以便在混频器的变频工作期间不偏离这个值而设置一精确参考电平的能力;（3）保证闭环控制电路工作在有界偏流范围内，以便即使在极端异常的工作条件下也能够维持振荡器的工作。
在本发明中，这些以及其它目标都是用闭环控制电路调节变频级中振荡电路的偏流来控制振荡器的注入信号，使其达到要求的幅度值的。
根据本发明，一接收机的变频级包含本机振荡电路、混频电路和差分放大电路。该振荡电路根据偏流源提供的偏流而产生一注入信号，该注入信号控制混频电路通过变频过程把接收信号从一个频率转变为另一频率。差分放大电路的一个晶体管输入接一表征注入信号幅度的信号，另一个晶体管输入偏置到一参考电平，差分放大电路还包含一个电路，它根据上述的幅度表征信号和该参考电平通过偏流源来控制加到振荡电路的偏流值，使其在非零偏条件下工作。
在本发明的一个实施例中，注入信号直接从本机振荡电路接到差分放大电路的一个晶体管输入级。在该实施例中，偏流源包含一电流镜电路，它位于控制电流源和本机振荡电路之间的电源馈线中，该控制电流源调节由偏流源加到本机振荡器的最大偏流值。差分放大器的电流级接到该电源馈线，以便将部分控制电流分流，这样就可以通过电流镜电路来减少加到本机振荡电路的偏流。用这种方法就可以在一定的范围内控制加到本机振荡电路的偏流值，以便在各种工作条件下保证本机振荡有良好的性能。
在本发明的另一个实施例中，注入信号幅度的量度来源于混频电路的增量电流信号，並被接到差分放大电路的一个晶体管输入级。偏流源的电流镜电路电路偏置到能给本机振荡电路提供一最小偏流值。在该实施例中，差分放大电路的电流级调整加到本机振荡器的偏流值由最小到最大值，最大值是由该电路级设置的。因此，偏流可以在一定范围内调节並把注入信号控制在所要求的幅度。
在上述的两个实施例中，都是用差分放大电路来提供精确的参考电平和足够的闭环增益，以便把注入信号精确地控制在参考电平所设置的予定幅度上。
通过附图（只是作为例子）的优选实施例的说明，就可以进一步了解本发明。其中：
图1.是能体现本发明的主要原理的变频级功能原理方框图;
图2.是能体现本发明的一个实施例的电路原理图;
图3.是能体现本发明的另一个实施例的电路原理图;
图4.是能用于图2图3中两个实施例的另一种本机振荡电路的电原理图。
图1是一收音机或寻呼接收机变频级的功能原理框图，它包含常规部件本机振荡电路（方框10所示）和混频电路（方框12所示）。振荡电路10根据从偏流源16通过线14来的偏置电流，在线18上产生一个预定频率和幅度的注入信号，其幅度取决于线14所提供的偏流量。振荡电路10可以是晶体控制类型的振荡器，在这种情况下，安装在电抗元件21和22的网路中的晶体20控制振荡器10，並在信号线24上产生一调谐的频率信号。混频电路12在注入信号18控制下，通过众所周知的变频过程，把线26来的接收信号从一个频率转换为另一频率，生成的该另一频率的接收信号由信号线28输出。方框30表示闭环控制电路，该电路在参考信号32和测得信号34的控制下来调节从偏流源16的线36来的、並通过线14加到振荡器10的偏流量。测得信号34可以是注入信号18本身（如虚线38所示）或者是从混频器12的一个参数40导出的能表征注入信号18的大小的参数。
在工作中，控制器30根据注入信号线38或者混频电路的信号线40上测得的参数来度量注入信号的幅度，並将该测量值与参考信号线32来的参考电平相比较。如果该测得信号低于参考电平，则增加送到振荡电路10的偏流，使得注入信号的幅度相应增加。反之，若测得信号高于参考电平，就减少加到振荡电路10的偏流，使注入信号幅度相应降低。
在图2图3中，分别叙述了两个独立的实施例的振荡电路10，混频器12，控制器30及电流源16的详细电路。图2图3实施例中全部的晶体管及电阻元件可以制在同一集成电路基片上，电感电容等电抗元件则分别接到其相应的集成电路端子上。每一集成电路可以是莫托罗拉半导体厂家用大家熟知的半导体生产工艺比如MOSAIC1·5所制造的产品。对这种生产工艺的更详细说明请参考莫托罗拉出版的“线性与接口集成电路”一书，DL128，第2修订版，第1-8页。由于集成电路实现和一些修整工序（也是这种制造工艺的一部分），使晶体管及电阻元件的特征参数彼此更加精确一致。此外，由集成电路实现的电路比分离元件构成的电路性能要好。现在该说明各个电路实施例了。
参看图2，全部电路说明书，符号B+表示电池电源（未给出）提供的並调整到约1伏的电源电位。继续看图，虚线框10所示的本机振荡电路是一种常见的考比兹结构，它包含一个NPN晶体管Q3，其集电极通过电感元件L1接到电源B+。Q3的基极接到晶体调谐频率信号线24，通过电阻R1接到电源B+，还经过电容C1和C2组成的电容分压网路接地。C1、C2的结点接到Q3的发射极。为了频率调谐，可变电容C3接到Q3的离电极和地电位之间。
在本实施例中，偏流源16还包含一电压源42，它与电阻RS串联。电压源42可以是固定的B+电源，也可以是可变电源。通过RS提供的控制电流经馈线44送到晶体管Q1和Q2组成的电流镜电路，它也是偏流源的一部分。更准确地说，馈线44接到Q1的集电极和基极，Q1的发射极接地，馈线44还接到Q2的基极，Q2的集电极接到振荡电路10中的Q3的发射极，Q2的发射极也接到地电位。在本实施例中，晶体管Q1和Q2的几何尺寸设计成能提供10-12比1的电流镜象比，这样，流过晶体管Q2的电流就是流过Q1电流的10倍或12倍，流经Q2的电流就是控制器产生的控制电流或偏置电流。电容C4可以由Q1和Q2的基极接到地，以增强抗干扰能力及控制电路的稳定性。
对于任何一个熟知这方面技术的人，都很清楚考比兹振荡器的工作原理，对本发明来说，我们利用的只是这种振荡器的如下特性：由于Q1，Q2组成的电流镜作用，若通过Q2从Q3抽取的偏流越大，振荡器增益和信号线18上生成的注入信号的幅度都会增加，相反，若抽取的偏流越少，则振荡器的增益和注入信号幅度都减少。因此，注入信号18的幅度可以由流过Q2的偏流量来调节。
混频电路12由共基极结构的传统单NPN晶体管级Q4组成。混频器宽频带射频输入信号经过电容器D5交流耦合到混频晶体管Q4的发射极。由並联的容性元件C3和L6组成的常见的LC调谐阻抗网络，接在电容C5的输入边和地电位之间。晶体管Q4的发射极通过电阻R2加一直流偏压。另一个由C7、C8和L3组成的常用的LC调谐及阻抗匹配网络接在Q4的基极和地电位之间。L3和C8的节点经过一电阻RB接到B+。振荡电路10产生的注入信号由线18通过电容C9交流耦合到混频晶体管Q4的基极。混频级12包含另一个由元件C10，C10′和L4组成的LC调谐及匹配的网络，並接到Q4的集电极和地电位，它提供选择性调谐，並从Q4集电极交流耦合到输出线28。
在工作上，混频输入信号由调谐电路L2和C6选择性地滤波之后，只让所要求的频率范围内的频率通过C5。在混频晶体管Q4的基极发射极结上，所滤过的混频输入信号与注入信号产生外差混频作用，就在Q4集电极上呈现所得变频信号，再经调谐网络C10和L4滤波之后由C10′交流耦合到输出线28。Q4基极的由C7，C8及L3组成的调谐电路，大大削弱了注入信号频率以外的所有频率的信号。因此，使外差混频作用以及/或者RF混频输入信号的幅度所产生的线18上的注入信号的失真大大减小，因而在点18上给出的是基本上无失真的注入信号。
根据本发明，图2的变频级实施例中，配备有一个闭环控制电路30，以便通过调整电流源16给振荡器10的偏流的大小来控制注入信号，使其处于所要求的幅度值。控制电路30的电路接成差分放大器形成，它包括晶体管输入级Q5、Q6。差分放大电路中加的晶体管Q7和Q8提供了双差放功能，它提供有足够的增益使得参考幅度与测得幅度之间的闭环误差减到最小，也使电池即B+电源的电耗减到最小。NPN晶体管Q7和Q8的集电极电流由一双集电极晶体管Q11提供，Q11接成电流镜电路，其一集电极接到它自己的基极及Q7的集电极，而另一集电极接到Q8的集电极，Q11的发射极接到电源BB+。晶体管Q7和Q8的发射极一块经电阻R3接地，而它们的基极则分别接到Q5和Q6的集电极，Q5Q6的集电极分别通过电阻R4和R5接到电源B+。晶体管Q5和Q6的发射极分别通过电阻R6和R7接到一公用电阻R8再接到地电位。
信号线46将线18来的注入信号接到输入级晶体管Q5的基极。另一个输入级晶体管Q6的基极可以耦合到一参考电位或电源B+。晶体管Q6的制造可以使其集成（IC）面积是Q5IC面积的八倍，以便在这两个输入晶体管之间产生一参考电平。大家都知道的一个原理是：两个晶体管的IC面积之差会产生晶体管间的基极-发射极结电压差，这就设置了一个参考电压门限电平。在该优选实施例中，八倍的面积系数可以产生54mv的门限电平。这就是说，当Q5的基极电压比Q6的基极电压高54mv时，差分放大器才处于平衡状态。
一电流镜电路晶体管Q8的集电极接到差分放大器，还接到控制电流线44，以便从该线上对控制电流分流。更具体地说，电流镜电路包含NPN晶体管Q9和Q10，它们的基极连在一起，它们的发射极都接地电位。其公共基极节点连到Q8的集电极，还连到Q9的集电极Q10的集电极通过限流电阻RL接到线44。此外，晶体管Q10的IC面积大约是Q9的IC面积的八倍，它所允许的从馈线44的分流远大于流经晶体管Q9的电流。
在工作中，控制电路30的输入晶体管Q5用以检测来自线18的Q4基极上的注入信号的幅度。具体说，晶体管Q5的基极-发射极结对该注入信号整流並平均以产生一表征其幅度的信号，然后，该信号与参考电平相比较，该参考电平设置到所要求的注入信号幅度。当该测得信号幅度低于该参考电平时，晶体管Q5到Q11协同动作来限制通过Q9的电流，反过来又限制了晶体管Q10对线44的分流电流，因而就可以使Q1-Q2组成的电流镜电路向振荡器10提供较高的偏流，使其增加该注入信号的幅度。如该测得信号大于该参考电平，Q5到Q11的工作就使流过镜电路Q9的电流增加，这就使晶体管Q10对线44的分流作用增大，进而使供给振荡电路10的偏流较少，从而降低该注入信号的幅度。当然，一旦进入稳定状态，就向控制电路30提供足够的增益使注入信号幅度实际维持在所要求的幅度值，该幅度值就是在Q5Q6晶体管输入级间所设置的精确参考电平值。
由晶体管Q9、Q10和限流电阻RL所构成的电流镜电路的设计应分流馈线44上来的一部分控制电流，因此，可确保闭环控制电路30调节加到振荡电路10的偏流量时，使其只能处于非零偏流的范围。控制电路30的这一特性保证在所有工作条件下振荡信号不会消失。
应注意：在可以对该振荡电路电源B+断电或加电的节电操作中，加到振荡电路的偏流将继续受控制器30的控制，它以闭环的方式通过反馈的注入信号的大小来决定该振荡电路所需要的最小偏流量。在启动过程中，注入信号实际上为0，从偏流源来的全部可用电流都加到振荡电路10而使启动时间最短。因此，保证了振荡电路110的起振，並且一旦达到其稳定状态，只需给振荡电路必要的最小偏流，就可把注入信号维持在要求的予定幅度上。
图2、实施例中电路元件的典型值见下表：
表1
元件 元件值
R14KΩ
R2550Ω
R36KΩ
R424KΩ
R524KΩ
R62KΩ
R72KΩ
R816KΩ
RS 3KΩ
C119pf
C236pf
C35-35pf（微调电容）
C4·05mf
C51000pf
C65-35pf（微调电容）
C75-35pf（微调电容）
C8220pf
C9220pf
C105-35pf（微调电容）
L170nH
L270nH
L370nH
L42·6μH
20 51MH2（3次谐波晶体）
21 5-35pf（微调电容）
22 1·2μH
前面叙述的图2所示变频级实施例主要用于第一级变频过程，用来处理接收到的宽带RF信号。将结合图3说明的体现本发明原理的另一个变频级实施例主要用于接收机的第二变频级，它把一个频率的中频（IF）信号转换为另一频率的中频信号。输入到第二变频级的接收IF信号比输入到第一变频级的RF信号的带宽窄，且功率电平比较稳定，所以能找到一个更有利的注入信号检测点。图3所示的许多地方其实基本上与图2所示相似。因此，共同元件或者基本上等效的元件的参考编号在两个实施例中保持一致，而且，应清楚尽管相同或相似的元件可以起到相同或相类似的功能，但在另一实施例中元件值可能根据不同的设计考虑而改变。
参看图3，振荡电路10仍是晶体控制的振荡器，且是同样的考比兹结构：但是，由于主要应用在第二变频级，其产生的注入信号频率低得多，所以只需要较少的电抗调谐元件。尽管如此，其功能与图2中的振荡电路10基本相似。增加的电阻R9和电容C11是为了振荡电路10和电源B+间的退耦。
混频器12同样包含一单NPN晶体管级，但是在该实施例中，它被接成发射极接地的共发射极电路。本实施例的混频器12还包含一个50所示的电流镜电路，它由NPN晶体管Q12组成，它的集电极接到它的基极，还通过电阻R10接到电源B+，其发射极通过电阻R11接地。为了防止噪声和不希望的信号耦合，电容C12接在Q12的基极和地之间。电感元件L5接在Q12的集电极和Q4的基极间为Q4提供一直流偏流通路，並使Q4基极上的高频信号大大衰减。
可看到线26上的混频输入信号和线18上的注入信号在Q4的基极组合在一起，仍然用Q4的基极发射极结来实现变频过程。在Q4集电极上就得到差频信号，並送到输出线28。电阻R12和R13组成的电阻分压网路接在Q4集电极和B+之间，电容C13接在R12和R13的节点与地电位之间，使该节点上有一稳定信号。在R12和R13节点上产生的电位表征了混频器12的电耗（增量电流），可以用作振荡器10加到该混频器的注入信号幅度的量度，並且混频器电耗将随该注入信号的增加而增大。
在输入线上有一个其中心频率调整到混频器输入信号予定频率的窄带带通滤波器，如方框52所示。可变电容调谐元件C14和C15的一端分别接滤波器52的输入端和输出端，它们的另一端接地。电感L6与滤波器52串接。上述电抗元件提供了滤波器52的辅助频率调谐。用同样的方法，方框54所示的另一个窄带频率滤波器，安装在混频器12的输出线28上，其中心频率调整到混频所得的输出信号频率。总起来说，到目前为止，该另一实施例所描述的主要差别在于其注入信号的幅度表示是取自混频晶体管Q4的集电极分压电阻R12和R12的连接节点上的变频器12的电流增量。该测得信号通过信号线46接到控制器30的差分放大器的输入级晶体管Q5的基极。
现在我们来看图3所示的本实施例的控制器30，输入极同样由Q5和Q6组成，Q5和Q6的发射极通过公用电阻R14接到地电位。而它们的集电极分别接到双集电极晶体管Q11的两个集电极，不需要图2实施例所示的双差分晶体管Q7和Q8。本实施例中另一个差别在于其另一输入级晶体管Q6的参考电平是由R15和R16组成的电阻分压网络提供的，R15与R16串接在B+和地电位之间。由R15和R16组成的分压网络在它们的连结点上提供了一个精确的参考电平，该电平加到差分放大器另一输入级晶体管Q6的基极。由于这个参考电平是所要求幅度的表征，该注入信号的幅度可用最小的偏流源精确地控制。
偏置电流源16具有一同样的电流镜电路，它也由晶体管Q1和Q2组成，Q2的集电极连到振荡电路10来控制提供的偏流。在本另一实施例中，电阻R17接在电流镜电路和电源B+之间，来调节提供给振荡电路10的最小偏流值，以使在所有振荡器工作状态下注入信号不消失。电流调节电阻R18接在Q1的发射极和地电位之间。作为偏流控制的一部分，控制电路30的差分放大器还包括一个由双集电极PNP晶体管Q13组成的电路，其一集电极接在它自己的基极，同时又接到输入级晶体管Q5的集电极。Q12的发射极接到电源B+，它的另一集电极接到Q1和Q2组成的电流镜电路，用以控制加到振荡器10的偏流量。可用电阻R14来调节的流过Q13的最大控制电流设定在经Q1-Q2提供给振荡电路10的最大偏流值。这样，就在偏流电阻R17设定的最小值和Q3设置的控制电流最大值之间，建立一非零的偏流范围，所设置的最大值保证振荡电路10具有良好的上电起振性能。
在工作中，控制电路30受线46上的测得信号以及电阻分压网络R15和R16所设定的参考电位的控制，当该测得信号低于参考电平时，控制由Q13送到偏置电流源电路16的电流，使供给振荡器电路10的偏流增加，从而使其产生的注入信号的幅度增大。反之，当该测得信号大于参考电平时，由Q13传导的电流减少，使供给该振荡电路的偏置电流也减小，所以其给出的注入信号幅度也较小。控制电路30的设计应使其具有足够的控制环参数，以便控制该注入信号的幅度基本上处于所要求的电平。在重新加电时，给振荡器提供最大的偏流，以保证振荡电路10有良好的起振特性。並且，加电之后一旦稳定状态条件占上风，並且注入信号的幅度处于要求的电平，控制电路30就控制加到振荡电路的偏置电流值，使其等于维持振荡电路产生予定幅度的注入信号所需的最小值。
图3实施例的电路元件的典型值列于下表中：
表2
元件 元件值
R120KΩ
R9100Ω
R15KΩ
R113KΩ
R121KΩ
R131.8KΩ
R144KΩ
R1520KΩ
R1680KΩ
R1730KΩ
R183KΩ
C180pf
C230pf
C4·01μF
C11·1μF
C12·1μF ·1μF
C13·1μF
C142-10pf
C152-10pf
L54·2μH
L62·6μH
52 17.9MH2（晶体滤波器）
54 455KH2（陶瓷滤波器）
20 17.445MH2（基波晶体）
图2和图3的实施例是用晶体控制振荡电路来说明的，但並非所有接收机的变频级都是这样。某些变频级可用其他型式的振荡电路，例如电压控制振荡电路（VCO）。图4所示是能体现本发明的变频级中一个VCO的适用的电路实例。该VCO实施例具有一常用的考比兹振荡电路10，它类似于图2和图3所述的振荡电路。对于相同或相似的元件保持原有的参照号。它不用调谐晶体电路驱动，而是用变容二极管VC1来控制考比兹振荡器的频率，该变容二极管接在可变电容21和地电位之间。流圈L7接在可变电容器21与VC1的节点与可变电压源60之间。固定电容器C16接在Q3的基极和地电位之间，以提供辅助调谐。扼流圈L8位于Q3的基极和电源B+之间，以提供偏压並实现变容调谐驱动级到电源B+的退耦功能。电阻R19接在Q3的集电极和电源B+之间，既提供阻抗匹配又提供源阻抗或本地阻抗。
由晶体管Q1和Q2组成的类似电流镜电路级接到VCO 10，以控制其偏流，反过来，又调节经C9交流耦合的注入信号输出的幅度。另一扼流圈L9和电容C17处于振荡电路10和需流镜电路16之间的偏流馈线上，並对来自晶体管Q2的偏流进行交流退耦。电阻R20调节最小偏流，以保证在所有环路状况下振荡器有足够的电流。
在工作中，经C9耦合到混频器的注入信号频率受60处加到VCO的电位变化的控制。比如，60处的电压在0.5伏和3伏之间变化，可使本实施例中的VC1电容在24到44pf之间变化，从而相应地调整振荡器的频率，使其中心频率约为150MH2，把本实施例中的VCO调谐到约150MH2中心频率的电路元件的典型值如下：
表3
元件 元件值
C122pf
C215pf
C4·05μF
C9220pf
C1630pf
C17125pf
21 5-35pf
VC1 24-44pf
L72.6μH
L82.6μH
L92.6μH
22 87μH
R173KΩ
R181KΩ
R1950Ω
R201KΩ
总起来说，结合图2和图3所描述的本发明的两个实施例，提供了一种很强的有生命力的反馈控制环，该环具有检测振荡电路产生的注入信号的能力，並在任何情况下都不受外来信号的干扰，该环也提供了设置精确的参考电平以便把注入信号控制在所需信号幅度上的能力，这对于使用VCO特别重要，因为它要求有精确的信道选择性，而注入信号偏离要求的幅度时会大大增加带外噪声。而偏流控制范围可保证闭环控制器在一定范围之内使振荡器起振並可在全部工作条件下以最小电流维持振荡器的工作，从而使电池电源消耗最小。
尽管本发明以两个特定的实施例描述过了，很显然，它可以增、删或修改而不偏离本发明的基本原则。因此本发明不限于特定的实施方案，而只根据附属权利要求所述的方面和范围来解释。