本申请是1989年4月3日递交的序号为07/333，431的具有同样名称的申请以及1989年10月27日递交的序号为07/428，363的具有同样名称的部分继续申请的部分继续申请。 本发明一般涉及改变音频信号动态范围的线路装置，即压缩动态范围的压缩器和扩展动态范围的扩展器。压缩器和扩展器通常是一起用于降低噪声的（一个压缩扩展系统，compander system）;信号在传送或记录前被压缩，在从传送通道接收或重放后被扩展。但是也可单独使用压缩器减小动态范围，例如为适应传送通道的能力，并且当被压缩的信号适合最终目的时不做后继的扩展。此外，压缩器也单独用于某些产品中，特别是仅传送或记录被压缩的广播或预记录信号的音频产品中。扩展器也用在某些产品中，特别是仅接收或重放已压缩地广播或预记录信号的音频产品中。在某些产品中，信号装置常设计成可转换工作模式，记录信号时作压缩器，重放压缩的广播或预记录信号时作扩展器。
适应性：最少处理原理
在压缩器、扩展器和压缩扩展型降噪系统的设计中，一个长期追求的目标是压缩器和扩展器对所施加信号的高度适应性。体现这个目标的一种设计哲学对于一系列成功的发展和改进提供了基础，它开始于Ray M.Dolby在1965年提出A型降噪，并在最近的频谱记录（SR）过程-一种用于高质量专业音频记录的高度适应信号的处理系统中，达到顶点。
最近被表述为“最少处理原理”的基本设计哲学（Ray Dolby的“频谱记录方法”，声学工程学会杂志（J.Audio Eng.Soc.）35卷第三期，1987年3月，99-118页中的第100页）源于Ray M.Dolby于1965年10月11日递交的英国“临时说明书”43136号中提到的“保形均衡（conformat zguatigation）根据最少处理原理，信号的最好的处理是最少处理。编码器的运行目标是对信号的所在解码器中有相应衰减的频率分量提供固定的预定增益，若在一特定或多个频率处出现一个大信号分量，则增益应仅在这些频率处依据预定的为解码时恢复信号的压缩规律而降低。换句话说，压缩器应在所有时间保持所有信号分量完全提升。当必须在某特定频率减小提升时，不应影响到其它频率的低水平信号分量。
A.适应技术（Adaptive Techniques）
上述的英国“临时说明书”（和Ray M.Dolby分别于1965年8月11日和1966年1月18日递交的另两个英国“临时说明书”34394号，02368号一起）以及后来由此引出的专利（包括美国专利3，846，719和3，903，485）使用了几种适应信号处理技术，尤其是包括现在通称为“裂带”（bandsplit-ting），“固定带”（fixed band）和“滑带”（sliding band）技术。
Ray M.Dolby最近的一个专利，美国专利4，736，433号和前引的文章（“频谱记录方法”）引出了一种新型的压缩和扩展作用，称为“作用替换”（action substitution），它高度响应频谱的改变。根据作用替换技术，固定带和滑带线路元件可在一个独特装置中一起使用，它取两种线路的最好特性以取得比每种技术单独使用更高的适应性。固定带，滑带和作用替换线路运行的基本原理在下面讨论。
1.老式适应技术
a.裂带
根据裂带方法，频谱被分成多个频带，每一个被独立地作用。在此方式下，主导信号分量仅在全部频谱的一部分中影响动态作用（压缩或扩展），而在宽带方法中，整个频谱的动态作用都受到主导信号分量的影响。这样，裂带系统提供了比宽带系统更大程度的适应性或一致性。
理论上，一个高度适应或保形的裂带系统可以通过把全部频谱分成大量的频带来实现;但是这种装置的复杂性和造价使这种方法无法应用。因此，设计上的折衷办法是选择能提供满意性能的合理数目的频带。
一个著名的商业上成功的裂带压缩扩展型音频降噪系统，称为A型降噪，用了4个频带，在每一频带用一固定频带线路;带1是80赫低通;带2是80至3千赫带通;带3是3千赫高通;带4是9千赫高通。A型降噪的基础在Ray M.Dolby发表在声学工程学会杂志，1967年10月，第15卷，第4期，383-388页的“一种音频降噪系统”一文中描述过。更近的但也已是著名的商业上成功的裂带压缩扩展型音频降噪系统，是上面已提过的称为频谱记录，它使用两个频带：一个低频带和一个高频带，在800赫处有一宽的重叠。固定带/滑带作用替换线路工作在每一频带。频谱记录将在下面比较详细地描述。各种A型降噪和SR产品（编码器，译码器，编码/译码器）由Dolby实验室制造和出售。
b.滑带
在实现增加适应性或一致性的目标中另一有用的方法是滑带（可变滤波器）技术，它使用了依赖于信号的可变滤波来实现限制。一般说来，一个主导信号分量造成一个或多个可变滤波器（例如，高通，低通，搁置（Shelf），陷波等）的截止或交岔频率移动，从而压缩或扩展主导信号分量。
仅在单个高频带工作的滑带系统在美国专利Re28，426和4，490，691号中描述过。这个系统组成了著名的称为B型降噪（NR）的家用压缩扩展型音频降噪系统的基础，它包括在一双路（dual path）装置中（双路装置将在下面描述），有一与可变滤波器串联的固定高通滤波器的一个边路（Side path）。在高频时可以取得直到大约10分贝的总动态效应。
在Ray Dolby发表在声学工程学会杂志1983年3月，31卷，第3期，98-113页的文章“一种家用20分贝音频降噪系统”中，描述了总动态效应加倍的称为C型降噪的系统。C型降噪的情况也在所述Ray.M.Dolby的美国专利4，490，691中提出过。C型系统具有两个压缩器和两个扩展器串列的布置，其中各压缩器和扩展器的动态作用水平是交错的，以增加整体动态作用，而又不带来伴随的整体最大压缩和扩展比的明显增加。
C型NR还使用了下面要描述的称为谱偏斜（Spectral skeWing）的技术，以减小在一定条件下压缩/扩展器推动跟踪的敏感度。进一步的发展是也将在下面描述的抗饱和，它减少了遭受到依赖于频率的过载而饱和的趋势，从而增加了可以被处理的有用信号的水平。谱偏斜和抗饱和也使用在将在下面进一步描述的谱记录（SR）系统中。
裂带装置的一个缺点是在存在高频主导分量时，可变滤波器截止频率移到超过该信号分量的频率，因而限制了提供降噪的较低频率处的频率区域。降噪损失可以比在裂带系统中听得更清楚，有关的辅助效应（side effects）（噪声调制和信号调制）可以比在固定带装置中更严重，这是由于在滑带系统中固有的增殖效应造成的。
增殖效应源于滑带系统提供压缩的方式。例如，若有一主导高频信号需要在该频率处有2分贝的增益减少，则可变滤波器截止频率应该沿滤波曲线斜率移动到提供此衰减量所必需的程度。但是对于进一步离开新的滤波截止频率的较低频率，该效应可以是动态作用的例如5或10分贝，结果失去了全部或大部分降噪效果，并伴有可听到的信号或噪声调制。换句话说，在这个例子中，主导信号2分贝的改变能引起在离开主导信号的频率处的5或10分贝的增益改变。图1是问明这一效应的理想的压缩器特性响应曲线。在整个本文件中，各图中的特性响应曲线都是压缩器的，相应的扩展器的特性曲线与压缩器特性曲线是互补的。
在相当少的情况下，当非常高频的主导信号分量（例如音）控制滑带滤波器时，可能会有非主导的中频带信号分量的听得到的调制，当扩展器没有适当地“跟踪”压缩器时也存在这种情况（在互补降噪系统中，编码器中发展的控制信号应精确地在解码器中再产生）。这个问题叫“中频带调制效应”。解决它的一种方式，是下面描述的谱偏斜，在所述美国专利4，490，691中提出过。
c.固定带
在固定带装置中，响应主导信号分量，在整个频带中（不论是宽带，还是裂带系统中的一个频带）产生同样量的增益减少。如美国专利4，498，055中讨论的，固定带元件可以做成可变增益或可变损耗装置。这样，尽管可能有信号或噪声调制，却没有效应的增殖：主导信号分量电平2分贝的改变不会引起离开主导信号分量的那些频率处的增益的改变大于2分贝。但是从降噪效应的观点看，这是固定带装置的一个缺点-当响应主导信号分量，产生限制时，在运行的频带内任何地方都得不到完全的降噪效应。图2是说明这一效应的理想压缩器特性曲线。虽然它不是增殖的，但是在产生固定带作用的整个频带中也可能产生噪音和信号调制。
2.作用替换
a.固定带和滑带结合
尽管有上述缺点，滑带装置的优点是在主导信号分量之上的频率处（或者在向下作用的滑带系统的情况，在低于主导信号分量的频率）都获得完全的降噪效应。因此希望有一个装置，有固定带和滑带系统的优点（例如固定带的优点是没有调制效应的增殖，滑带的优点是在主导信号频率以上信号或噪音调制最小），而没有它们各自的缺点（例如固定带的缺点是尽管没有增殖，但在其整个工作范围有噪音和信号调制，滑带的缺点是存在中频带调制效应）。上述作用替换技术允许把滑带和固定带的优点结合起来。
b.作用替换原理
作用替换是所述Ray M.Dolby美国专利4，736，433的主题，它基于认识到可以用压缩器，扩展器和压缩扩展器型降噪装置更接近地实现一致均衡（conformal egualigaticn）的目的。其中多个压缩/扩展/均衡特性互相这样来叠加或重叠：一个或多个特性是隐藏的，直到主导信号信号分量出现，隐藏的特性才显露出来并起作用。这样，根据作用替换技术，修改提供隐藏一个或多个潜在特征的限定伞或包络的静态特性响应，从而响应主导信号分量，使潜在特性出现，以便提供比以前电路更有效的适应均衡。
这种特性的显露在下述意义上可以描述为“作用替换”：当输入信号分量的电平或频谱成分改变时，源于一个或多个特性的作用为具有能在同样频率和电平区域工作的潜力的一个或多个其它特性的作用所替代。较好的是，对于任何非主导信号分量，替换使传送在压缩器中极大，在扩展器中极小。
使用作用替换的压缩器，扩展器和降噪压缩扩展器系统改进了甄别主导和非主导信号分量的能力，以及仅对主导信号分量限制动态作用的能力。通过提供一个除了有主导信号分量以外一直维持恒定增益的降噪编码器（压缩器），使降噪解码器（扩展器）具有非常稳定的噪音本底，这对高质量降噪系统是非常重要的。
虽然作用替换一般可应用于具有各种动态特性和无源特性的元件的组合，但是实用上非常有用的特性组合是固定带动态特性和滑带动态特性的叠加。这样，若一滑带特性和一固定带特性在基本同样的频率（宽带或受限定带）范围和电平范围叠加，则叠加的组合的静态特性与任何一个的单个静态特性是一样的，因为两者的静态特性一样。当主导信号分量在它们的频率范围内出现时，每一特性都起反应一固定带静态特性在整个频率范围内均匀降低电平，其方式类似于单独作用，而滑带特性滑动，其方式也类似于单独作用。
滑带和固定带作用不再是独立的：在某种程度上每一个的反应要参照另外一个。当发生这些改变时，在静态条件下（图5A）作为一个特性出现的这两个特性就显露出来：组合的特性在高于（或低于，这取决于滑带的频率是向上还是向下作用）主导信号频率时显示为滑带特性，低于（或高于）主导信号频率时显示为固定带特性。
图5B是一个例子，其中滑带是在主导信号之上，而图5C表示滑带低于主导信号的例子，展现了在主导信号频率处划分的两个工作区域。这样，滑带特性未“覆盖”的区域由在效应上提供一个本底或基础水平的固定带特性补充。换句话说，对主导信号分量的响应出现了作用替换。
这样，作用替换装置具有固定带和滑带两者的优点，同时避免了它们的缺点。在滑带特性工作的高于（或低于）主导信号频率区得到最大降噪效果和最小调制效果，同时在低于（或高于）主导信号频率区由于存在固定带特性而避免了降噪损失和中频带调制效应。这样，不会象滑带特性单独工作时一样在低于（或高于）主导频率区出现增殖效应，同时在高于（或低于）主导频率区又有滑带特性的优点。
降噪系统的其它基本概念
A.互补性
主导信号分量是一种具有足够高电平的信号分量，以便在所考虑的频带内影响动态作用。在复杂信号条件下，可能存在一个以上的主导信号分量，或者主导信号分量和一些次主导信号分量。在一个依靠压缩器和扩展器互补的压缩扩展器系统中，为使信号谱，包括主导信号分量（和其它受动态作用影响的信号），在扩展器中恢复到它们的正确的水平，所有信号分量必需按确定的压缩/扩展规律来压缩和扩展。这个要求排除了各种已知的适应和跟踪滤波器技术和所谓的“单端”降噪系统（它仅在重现信号时工作）在压缩扩展器系统中的可用性，因为它们的滤波器作用不受预定的压缩/扩展规律的控制，在存在多个信号时，其作用可能是不可预计的。
为使所有信号分量，包括主导信号分量在扩展器中恢复到它们正确的水平，扩展器特性必须和压缩器相匹配。例如这可以通过在高增益放大器的反馈迥路中放一个压缩器而作成扩展器来实现。但是为使扩展器精确地匹配压缩器，进入扩展器的信号必须与离开压缩器的信号完全相同。如果压缩器的输出和扩展器的输入用例如一段短线联接。则上述要求很容易满足;但是假如在压缩器的输出和扩展器的输入之间放置具有与频率和电平有关的限制及误差的实际介质，那么满足上述要求就难得多了。压缩器和扩展器之间依赖于频率和/或水平的跟踪迷失使得介质中的误差更复杂化，除非降噪系统设计得能容许这种误差。
A型、B型和C型降噪都在压缩器的输入处使用了一个简单的带宽限制滤波器，以减少输入信号在频率高于介质最大传输频率处引起的跟踪迷失。另一降噪系统dbxⅡ，在其控制线路的输入处有一带宽限制滤波器。单独使用或者和带宽限制滤波器合用的谱倾斜大大减少了由介质中的误差引起的跟踪迷失。
1.谱偏斜（Spectral SkeWing）
谱偏斜在美国专利4.470，691中仔细描述过，这里仅简述一下。谱偏斜通过减少降噪线路在频率趋于音频两端时的降噪效应来减少介质中的误差引起误跟踪的能力。可以放弃这种降噪效应而不影响可听得见的降噪效果，是因为耳朵对这种频率区的低水平噪音不敏感。
在通常的谱偏斜中，压缩器之前有一个线路，它大大衰减频率靠近音频带两端的，例如高于10千赫和低于50赫的信号。这就减小了进入压缩器的这种信号的水平，从而相对于音频中间区频率的信号而言，降低了这种信号对压缩器控制信号的贡献。这样，压缩器的作用主要被中频信号所控制。
由压缩器的谱偏斜电路造成的频率响应形状仍然存在于进入扩展器的信号里。这样，扩展器的作用也主要由中频带信号控制。由于压缩器和扩展器的动态作用主要由不大受到误差影响的信号所控制，所以改进了跟踪性能。位于扩展器输出处的谱反偏斜电路恢复了信号原来的频率响应，结果提升了介质的噪声电平。但是，可以得到显著的谱偏斜效应而不明显提高整个可听见的噪声电平，因为被增大的噪声电平仅发生在耳朵对低水平噪声感受很低的频率处。
谱倾斜的另一个优点是它减少了由介质中与电平有关的误差（如磁带饱和）引起的跟踪误差，因为谱倾斜电路降低了介质中存在的频率处于靠近音频带两端的信号的水平。这是一个重要的优点，因为在许多介质中，发生与电平有关的误差的水平在趋向音频带一个或两个端部时逐渐降低。
a.谱偏斜的缺点
谱偏斜可以被认为是降噪系统的信号调节辅件。谱偏斜改变了压缩器和扩展器工作的信号的谱平衡，但在降噪线路本身运行的其它方面没有影响。特别是谱偏斜并不改变降噪线路本身所产生的降噪效应的总量，尽管在靠近音频带两端处，组合的降噪效应减少了。这样，谱偏斜没有降低降噪线路在这种频率的峰值或平均压缩比。理想的是有一个较低的压缩比，因为它将减少由介质中给定误差所引起的跟踪迷失的总量。
谱倾斜的另一个缺点是，在其工作频率，它提高了动态作用开始和结束的输入水平。这意味着，和没有谱倾斜相比，有较大的机会使在介质中可能发生与电平有关的误差的信号电平处，压缩器可以给出显著的压缩效果（从而有误差增殖效果）。这个效果仅被存在于介质中的信号电平的减少而部分地改善。
最后，能在实际上应用于压缩器的谱偏斜的量受限于需要在扩展器中有谱反偏斜。若压缩器中的谱偏斜线路使用非常大量的衰减，则为了恢复整体的平坦响应，在扩展器中需要有非常大量的放大并伴有相移和噪音问题。所以实用的谱偏斜线路趋向于具有一种架子（shelf）或凹槽（notch）特性，这限制了它们的有效性。
2.抗饱和
在美国专利4，470，691中有抗饱和的完整描述，这里仅给一简述。抗饱和是防止介质中与电平有关的误差引起的跟踪迷失的另一方法。它通过降低介质中的信号水平而工作在压缩器中，这样就增加了发生介质超载的输入信号水平。抗饱和线路位于一个双路径线路的主路径上，这样仅改变压缩器在高电平的响应。与此对比的是通常的谱倾斜，它在所有电平上以同样的量改变频率响应。只位于主路径上的抗饱和线路对压缩器控制线路没有影响。但是它确实增加了压缩比，因为它相对于边侧路径信号减小了主路径信号的幅度。最后，在扩展器的主路径中需要一个互补的抗饱和线路，以恢复平坦的整体频率响应。
B.双路径
“双路径”装置是这样的装置，其中压低或扩展特性是通过使用一个基本上没有动态作用的主路径和一个或几个有动态作用的次或边侧路径来实现的。边侧路径以主路径的输入或输出作为它们的输入，它们的输出与主路径相加或相减以提供压低或扩展。一般来说，边侧路径提供了一种限制或可变衰减，它与主路径连接的方式决定了它是提升（以提供压低）还是抵消（以提供扩展）主路径信号分量。这样的双路径装置详细描述在美国专利3，846，719;3，903，485;4，490，691;4，736，433和Re28，426以及EP-PAO，236，076中。虽然固定带、滑带和作用替换线路可以作为双路径或单路径装置来实现，但是双路径实现有一定的优点，比较好。
C.Ⅰ型和Ⅲ型位形
固定带，滑带和作用替换线路作为双路径或单路径装置实现时可以用作组成压低器、扩展器和降噪压低扩展器的构件。例如这类线路可以以图3和4所示的方式用作双路径装置中的边侧路径。
图3中，Ⅰ型双路径装置（在美国专利3，846，719中一般描述的类型）有一压缩器1，其中输入信号作用在固定带，滑带或作用替换线路2以及主路径3上。然后，线路2的输出与主路径信号分量在求和装置4中相加，以提供压低器输出作用到一个传输通道。这样，边侧路径信号分量提升主路径信号分量形成压缩器作用。传输通道的输出作用到扩展器5，与压低器1形成互补，它有一个接收传输通道输出并减去固定带，滑带或作用替换线路2的输出的输入求和装置4。这样，边侧路径信号分量就抵消主路径信号分量形或扩展器作用。
图4中，Ⅲ型双路径装置（美国专利3，903，485中一般描述的类型），有一压缩器6，它有一输入求和装置4来接收输入信号和固定带，滑带或作用替换线路2的输出，输入求和装置4对传输通道提供了压低器输出以及压低器线路2的输入。边侧路径信号分量这样提升主路径信号分量（相加组合），造成压低器作用。传输通道的输出作用到扩展器7，与压低器6成互补状态。输入信号作用到固定带，滑带或作用替换线路2以及主路径3。然后在求和装置4中从主路径信号分量中减去线路2的输出以提供扩展器输出。这样，边径信号分量抵消主路径信号分量（相减组合）造成扩展器作用。
在图3和图4中，每一压低器和扩展器的主路径相对于动态范围是线性的，边侧路径线路的输出水平比主路径的最大水平要小。在本文全部附图中的传输通道可以包括任何类型的存储或传输介质，还可以包括把压低器的模拟信号分量转换或编码成不同形式（例如数字的）的装置，存储或传输被编码的信号，以及把被编码的信号再转换或解码成模拟信号分量的装置。
D.调制控制
在上面描述的A型、B型和C型系统以及下面描述的SR系统中。场效应晶体管（FETs）的源-漏路径被用作电压控制的可变电阻器（形成在固定带线路中的可变衰减器的可变元件以及形成在滑带线路中的可变滤波器的可变元件）。从输入信号导出的直流控制电压作用在FET的栅极。为取得所要求的动态作用，导出包括了对控制电压幅度的整流、平滑和调整。当控制电压增加时，限制程度增加：通过增加固定带线路的衰减和在滑带线路中把滤波器的转角（Corner frequency）频率从其静态位置移得越来越远。
A型、B型和其它已知的压低扩展系统的控制线路装置的一个缺点是直流控制信号由到达控制线路的通带（Pass-band）信号和止带（Stop-band）信号的线性相加组合形成。在裂带系统的固定带线路中，通带是一特定线路的工作频带;止带是由该系统处理的信号谱的其余部分。在滑带线路中，通带是可变滤波器中通带内的频带;止带是其通带以外的频带。在理想线路中，压低或扩展不应受固定带或滑带的通带以外的信号水平的影响（不论是否在其静态位置）。这个问题的一个解决方案在美国专利4，498，055和EP-PA0，236，076中叙述过。
根据US-PS4，498，055和EP-PA0，236，076所指出的，以与电平有关的方式改变直流控制信号的形成，使得随着输入信号水平上升，直流控制信号不大响应止带信号分量。在实际的实施例中，这是通过对控制信号用一个称作调制控制信号的信号作反置（相减组合或“抵消”）来实现的。在固定带线路中，调制控制信号保证了增益改变不会比必须保证主导控制信号未被提升（在压低器情况中）到超出参考水平时更多。在滑带线路中，调制控制信号保证了可变滤波器的频率滑移量不会比必须保证主导控制信号未被提升（在压低器情况中）到超出参考水平时更多。
E.上冲
压低扩展型降噪系统的基本设计冲突是要求使处理快变波形（使信号上冲最小）的能力对把信号调制及噪音调制最小化的原望取得平衡。压低器（或扩展器）对输入信号快速幅度变化的响应能力是直接和它的攻击（attack）时间或装置响应输入幅度变化而改变其增益（或移动其滤波器转角频率）所需时间有关的，长的攻击时间易于降低调制畸变。当输入信号幅度的改变比装置可以改变其增益或转角频率的能力（由于控制线路滞后）更为突然时，会产生上冲。例如，若一压低器有2倍的增益（来自某些稳态输入条件），突然输入信号幅度加倍，使压低器不能减小其增益以便按其压低规律提供所要求的增益，则输出信号将超出其要求的幅度并超出装置所希望的最大输出，这取决于输入信号增加的跳变及突然性，输出的这种增加称作上冲。
通常，上冲具有等于压低程度的最大幅度。上冲一直继续到输入信号适当地改变，或者如果输入信号在其新的高水平上保持常数，就继续到有效地克服控制线路的时间滞后，以便把压低器的增益减小到按其压低规律决定的增益。上冲是不希望的，因为它会使载有从压低器来的输出信号的通道或装置过载。
在专业SR系统和较早的A型、B型和C型系统中的抑制上冲技术的讨论在所述EP-PA0，236，076中叙述过。
专业谱记录（SR）
在1986年，A型降噪的提出者介绍并开始销售一种为专业用户使用的改进的音频信号处理系统，谱记录（SR）。专业SR系统。象其前驱并仍然广泛使用的A型降噪一样，现在是众所周知商业上成功的专业系统。
在谱记录系统中，动态作用是由实施作用替换技术提供的，它以协同的形式组合了工作在其每一子级中的固定带和滑带线路的特性作用。作用替换技术和使用单极点滤波器允许在800赫过渡频率上下的作用有广阔的重叠，它们提供了对音频范围所有频率的信号都高度一致的整体动态作用。换句话说，谱记录编码作用由于在广阔重叠的频带内工作的固定带和滑带元件的作用替换，而是高度频率选择的和适应的。整体效应实质上是对可变宽度和可变定位的频带的：几乎无限地可变的特性，使它本身能适应信号的水平和频率两者。
在谱记录系统中提供的动态作用，实施了前述的最少处理原理。这样编码器的压低器作用试图保持所有信号分量充分提升。当必须在某一特定频率削减提升时，对其它频率的低水平信号分量的影响最小。这类压低的声音效果是似乎信号被增大，更明亮，但没有明显的动态压低效果。耳朵主要是通过一个频率的信号分量对隔开一些频率的某个其它信号分量的增益变化的效果来检测动态作用的。若耳朵在压低的信号中不能检测动态效果，那么：1）噪声调制效应在解码信号中未必会明显;2）如果在记录或传送通道中有增益或频率响应误差，则信号调制效应在解码信号中未必会明显。
如前所述，专业SR系统在声学工程学会杂志，35卷，第3期，1987年3月，PP99-118，Ray Dolby的“谱记录方法”一文中描述了。谱记录系统的情况还叙述于US-PS4，490，691;4，498，055;4，736，433和EP-PA0，236，076，都属于Ray M.Dolby。
谱记录分享了Ray M.Dolby和Dolby实验室提出的原有的A型、B型和C型系统的一些基本技术。例如，他们都是互补双路径系统，其中主信号路径主要是传递高水平信号，一个具有该系统独有特征的边链或边路径信号在编（解）码模式时与主信号相加（减）地结合，由此得到整体互补作用。
在谱记录中使用了Ray M.Dolby在US-PAS 4，490，691中说明的多级串联布置，具有交错的动态作用区。高水平和中水平的级都有高频和低频子级，其过渡频率是800赫。低水平级只有高频子级，具有800赫高通特性。在谱记录编码器中。每一级具有大约8分贝的低水平增益，使得这些级的输出与主信号路径结合时，在低频得到直到大约16分贝的总动态效应，在高频得到24分贝的总动态效应，在SR解码器中提供相反的特征。
专业SR系统使用了上面描述的与水平有关的低频和高频抗饱和，在被编码的信号中提供一个低频与高频区的平缓的上移（它随信号水平的上升而增加），以减少在耳朵对噪声不大敏感的频率两端，记录或传输谱记录编码信号的介质过载的可能性。
谱记录还使用了前述的低频和高频的谱偏斜，在被编码信号的低频和高频两端有一突然很陡的减少，主要是为了减少谱记录解码器对记录或传送介质在低频和高频两端的不确定性的敏感度。
抗饱和和谱偏斜两者在谱记录系统中都是互补的;在解码器中提供互补的反抗饱和和谱反偏斜。在美国专利4，490，691中说明了基本的抗饱和及谱倾斜技术。
专业SR还使用上述的称为调制控制的技术，以改进（除非必须）固定带和滑带两者在阻止对信号分量的任何调制方面的性能
家用谱记录（S-型）
A.基本要求
需要把谱记录的优点引入到家用和半专业音频记录和传送系统中，例如其改进的动态范围，较低的噪声调制，改进的暂态响应，改进的抗编码/解码中的频率和水平误差，以及大大降低的低频和高频饱和。遗憾的是，专业SR系统的复杂性和价格，特别是其低频线路的复杂性，使其不适合用在这种产品中，此外，专业SR系统设计得工作在专业记录系统中，其动态范围比家用或半专业装置要大得多。
B.兼容性要求
实施谱记录的主要技术和优点的家用及半专业降噪系统应该与广泛使用着的B型NR系统有可接受的兼容度。这种兼容性的一个重要理由是录音带厂家强烈地倾向于以单一货源出版预录制的盒带（例如预录制盒带的所有复制品是B型编码的）。因此，一个实施谱记录基本要素的新的家用系统应该在只有B型解码器的系统上以及在完全没有降噪解码的系统上提供可接受的重放质量。
音频处理系统兼容性问题在美国专利4，815，068中讨论过。根据该专利说明书，听力试验表明与系统兼容性问题有关的听觉效果可以表征为：（1）明显的稳态效果，即重放信号的频率成分的变化，例如强调低频或高频（例如谱不平衡），（2）动态效果，通常称为“泵浦”（“Pum ping”），即频谱的一个部分的信号或噪音的水平随频谱的另一个部分的信号的水平改变。耳朵对它的容忍程度与水平有关：一般地，该效果在高水平时更难以接受。
动态效果应该被除去或减到最小，因为在重放信号中这种不稳定性比稳态效果更易于被听众觉察。稳态效果不大容易被大多数听众注意，因为不存在变化的声音来吸引耳朵的注意。即使对于挑剔的听众，稳态效果似乎也可归结为混声的差别。当然，在完全互补的编码/解码和部分互补的“兼容”装置之间作直接的A/B比较将揭示出重放信号的一些差别。但是在实际情况，这种比较无法进行，并且仅有的听觉线索是在重放信号本身中。
在没有达到动态稳定性以及存在主要信号时有低水平动态效应的情况，发现主观上最不舒服的听觉效果来自在受到这种低水平动态效应的再生信号部分，信号不足而不是信号过渡，这种不足常被称作“信号抽吸”（Signal Suck-out）效应。在这种条件下，电平变化或泵浦，引起低水平信号幅度进一步降低，从听得到变到听不到的水平，这是对耳朵最难受的。
这样，假如当信号解码时，编码器结是在每一频率提供与编码前原始信号同样或更多的信号，耳朵会比较满意。这个原理可以被称为信号充分或信号过剩原理。换句话说，假如存在任何解码误差，它应是正的，从而能提供过量信号;耳朵对信号过量比对信号不足更能容忍。
已经发现在少量几分贝量级上信号不足，例如低水平信号的诸如低水平背景的2、3、4分贝，在存在主要或主导信号时，对大多数听众在听觉上是可接受的，但更大的不足，从6到12分贝量级则对大多数听众是不能接受的。作为比较，已经发现在主要信号存在下，这种低水平信号10、12、15分贝甚至更大的过量对大多数听觉都可以接受。
这样，根据信号充分原理，如果在任何频率或时间，在重放信号中存在主要信号时，低水平信号或背景不低于原始信号几分贝，不高于原始信号10到15分贝，则可以认为重放装置是与解码器兼容的。这个兼容性问题与存在主要或主导信号时的低水平信号有关，因为正是这种低水平信号主要由B型系统和本发明的系统处理。在这种系统中，高水平的主要或主导信号基本上不受影响。
如上所述，预录制盒带是以单一货源上市的，而不管是否所有购买者都有B型解码的盒带机。但是使用这种非装备盒带机的系统一般是不太贵的，供不太挑剔的听众使用的系统。大多数这类系统有相当数量的高音截止或高频上移。主观上，上移把B型编码盒带的音调特征基本上带回到正常状态。在编码过程中，高频分量的低水平提升适当地补偿了高频上移。因此，B型编码盒带在没有B型解码的系统中重放也产生可接受的声音，
对一个简化的谱记录系统的兼容性要求，特别是如果由单个货源的盒带生产者发行以代替预录制B型编码盒带，将会比刚讨论的要严格的多。这样的系统将必须提供能被大多数B型降噪的盒带机系统的使用者及无降噪解码的盒带机使用者广泛接受的再生声音。许多具有B型盒带机的系统的使用者似乎都是相当挑剔的听众。
根据本发明的教导，作用替换的优点和频谱记录的其它优点能在一种相对简单和不太昂贵的装置中实现，这个装置使用了频谱记录的那些适于家用和/或半专业应用的实质性要素。整个线路的复杂性充分降低，使得本发明的较佳实施例适于以集成电路形式实施。因而元件价格和造价大大低于专业SR，后者至今仍是以分立元件形式制造的。
此外，较佳实施例的编码/解码特性使其与已有的B型NR系统在很大程度上能兼容，使编码声音在B型降噪解码器上重放时，大多数听众能接受。其特性还为拥有无降噪解码系统的大多数听众提供了可接受的重放。
如上所述，专业SR系统的低频线路特别复杂。例如低频作用替换子级的滑带线路要求使用回旋器。但是某些低频降噪因为下列理由仍是需要的：1）消除残余噪声和交流声，2）提供一个更平衡的噪声谱，3）提供与B型和无降噪重放系统的较好的兼容性。此外，因为还需要提供一个低频的去加重（de-emphasis）以补偿商用盒带复制机及家用盒带录放机所用的IEC标准3，180微秒低频加重所以需要一些低频降噪来克服在解码器中补充加重带来的额外噪音，但是因为盒带的噪音集中于高频区，还由于较低的磁带透印（Print-through），因为与开盘式专业磁带记录的15-30英吋/秒的速度相比，盒带介质的工作速度较低，所以比起专业SR系统，它只需要较少的低频降噪。
为满足这些要求，同时保持线路较简单，本发明的系统把专业SR的高频带的转角频率降了一个倍频程，从800赫到400赫，代替在低频带用两个作用替换子级，只用一个固定带子级，工作在转角频率为200赫的小得多的低频带。在低频带200赫的转角频率和高频带400的转角频率之间有一个明显的间隙，但它事实上并不是是一个间隙，高频带大得多的动态范围使带间有一平稳的斜度（6分贝/倍频程）使两带间平滑过渡。
在根据本发明的编码器的较佳实施例中，有两个作用交替的串联双径级：一个高电平级和一个低电平级。这样就保留了多电平级的已知优点，包括精度和可重复性，低的畸变，低的上冲，和得到好的频谱甄别的作用复合。
高电平级使用了高频固定带和滑带元件，转角频率为400赫，在一作用替换布置中对低于阈值的低电平信号提供了大约12分贝的提升。高电平级还有一个低频固定带可变元件，转角频率为200赫，对低于阈值的低电平信号提供约10分贝的提升。
低电平级使用了高频固定带和滑带元件，转角频率为400赫，在一作用替换布置中对阈值以下的低电平高频信号提供约12分贝的提升。低电平级不提供低频动态作用。
一个高频斜置（Shelving）滤波器和作用替换子级的固定带元件一起使用，以补偿音频盒带机中存在的（与专业模拟音频录音机比较）高得多的噪声背景。在一个实施例中，滤波器位于固定带元件的输入路径上。在另一实施例中，滤波器位于固定带线路输出路径上在固定带线路控制线路取出点之前。在这两种情况，滤波器减少了子级的固定带线路对高于其下拐点频率的高频信号的感度。这样，它防止了在存在使滑带滤波器转角频率明显向上滑移的主导高频信号时，关闭所有高频降噪。
整个布置在高频提供直到约24分贝的降噪，在低频直到约10分贝的降噪。原来的B型和C型降噪未提供低频降噪。通过加上低频降噪，本系统不仅抑制了低频噪声和交流声，还提供了一个更平衡的噪声谱，并增加了如下面进一步讨论的兼容性。
在本发明的一个实施例中，在输入信号通路有一频谱偏移（SkeWing）网络，它有一单极点高通斜置响应，转角频率在约50赫处，深度约6分贝，它还有一双极点低通斜置响应，转角频率约10千赫，深度约17分贝。网络的高频部分按所述美国专利4，490，691提出的传统的频谱偏移网络的方式起作用。网络的低频部分提供了一个低频谱偏斜效应，以及作为进一步改进的低频信号去加重，以补偿IEC标准3180微秒的低频记录加重。在另一实施例中，仅把低频谱偏移网络放在输入信号通路上，该网络的转角频率（极点）约80赫，深度约为8分贝（约在32赫处为零点）。具有转角频率12.8千赫，位于到高频作用替换子级的输入通路上的低通网络提供高频谱偏移;在高电平级是单极点，在低电平级是双极点。虽然美国专利4，490，691设想了频谱偏移网络的位置在降噪旁路上，但该专利说这不是一个较佳位置。另一实施例的结构提供了下面解释的某些优点。
在第三个较佳实施例中，低频谱偏斜滤波器也移到边路径，在这种情况是移到低频固定带子级的输入。在低频作用替换子级中的高频谱偏斜滤波器的两极点特性也变为在超过48千赫频率处的单极点特性，以改进解码器稳定性的范围。
在一个实施例中，低电平级主路径上的抗饱和网络仅在高频起作用，有一低通斜置响应，极点在约3，400赫，零点在约2，300赫。在另一实施例中，高频抗饱和网络位于高电平级和低电平级的主路径上。在高电平级中，抗饱和网络有一转角频率（极点）约6千赫，深度约6分贝（零点大约在12千赫）处。在低电平级中，抗饱和网络有一转角频率约5千赫，深度约10分贝（零点大约在15千赫），
在第三较佳实施例中，高水平级的高频抗饱和特性从架子变到凹槽，也改进了解码器中稳定性的范围。在高水平级上加一个低频抗饱和功能以恢复因把低频谱偏斜线路从输入移到边路径而造成的抗饱和效应损失。最后，在低水平级的抗饱和特性的较低的转角频率（极点）增加约1千赫，较高的转角频率（零点）也上移，这样就维持了同样10分贝的斜置深度。
整个布置在下述意义上是非常“强健”的：对于B型降噪和C型降噪因电平和/或频率响应误差和/或介质饱和效应造成的显著记录/重放校准误差所引起的记录和重放机器之间的跟踪迷失，它提供了改进。这种改进是由于不仅使用了频谱偏斜和抗饱和，而且还在固定带高频线路中使用了作用替换和高频斜置滤波器的结果。
图6表示低频和高频子级的静态特性。根据本发明的系统工作在它的压缩器模式，略去了它的频谱偏斜和抗饱和网络的效应。这样，该曲线显示了单个低频子级和两个高频子级相加的效果，在高频提供了24分贝的整体压缩，在低频降到10分贝。曲线还说明了200赫转角频率的低频带和400赫转角频率的高频带响应的6分贝/倍频程边缘的光滑重叠。
本发明的布置是一种裂带布置，其中高频带由叠加的固定带/滑带特性组成，低频带由固定带特性组成。在高频带，滑带是向高频率作用。通过选择平稳的滤波器斜率（6分贝/倍频程）以及接近或恰在频带中间之下（在约200至400赫范围）的静态转角频率，高、低频带两者在被处理频带的主要部分都能对主导信号作极好的跟踪。
标称静态转角频率比用在专业SR的转角频率800赫要低一些，以使高频作用替换子级在大部分频带范围内工作，只留音频带的一小部分给固定带低频子级。此外400赫而不是如专业SR中用的800赫转角频率较适合典型的家用盒带系统的噪声谱。
本发明系统的编码器的编码特征，提供了与B型解码器和无降噪解码系统具有可接受的兼容性的极好基础。与专业SR共同的是，该系统实施最少处理原理，并且对于B型NR和无NR解码实施信号充分（Signal Sufficiency）原理。通过提供在整个音频带降噪，特别是在其高频带的作用替换，该系统提供了编码时的高频选择压缩：压缩器倾向于保证所有信号分量在所有时间完全提升;当提升必须在某特定频率切断时，提升的减少实质上不作用到其它频率的低电平分量。
这种类型压缩的声音效果是未解码的信号似乎增大并明亮，但没有任何明显的动态压缩效应（耳朵主要是通过由于一个频率的信号分量对在分开一些的频率处的信号分量的增益变化效果来进行的）。因此，由于压缩器的频率适应性，没有专门解码的编码信号对几乎所有信号条件都没有泵浦效应（动态作用仅发生在要求这样作用的频率，在其它地方不发生），这样，一个挑剔的听众能够辨别出是压缩的信号只是由于在低频和高频加重中存在变化。编码信号的动态稳定性也使得用B型重放解码器时发生泵浦效应为最小。
使用（1）在高频子级中的作用替换，（2）两个高频子级，（3）一个低频子级，保证了当用B型解码或无降噪解码重放时有一个信号过剩而不是信号抽吸，这样满足了信号充分原理。
B型重放趋向于在某种程度上恢复明亮的编码信号的高频不平衡。例如，在其较佳实施例中，本发明的编码器提供直到约24分贝的高频压缩和直到约10分贝的低频压缩。在一般条件下，B型解码提供了直至10分贝的高频扩展，这样就给出了具有约14分贝高频提升和10分贝低频提升的输出信号。这样，潜在的高频谱对低频谱的不平衡被降低到只有4分贝。结果仍是一个有点压缩的信号，但频谱更平衡。如上所述，大多数听众易于注意动态效应，而不易察觉稳态效应，因为没有改变的声音来吸引耳朵的注意。
也已经发现平衡的稳态低频和高频响应效应势向于被耳朵忽略。这样，尽管编码信号的低频和高频区的谱偏斜上扬未被B型解码或无解码重放恢复，但频谱的平衡或对称效应使大多数听众可接受这种重放。
虽然用无降噪解码重放使高频与低频谱的不平衡达14分贝，但是这个极端条件仅对低电平信号发生。实用中，无降噪解码系统的使用者常是听高信号电平的盒带。而且，正如对B型编码已注意到的，这种系统常常受益于附加的高频提升。在许多流行歌曲录音中，声音质量在主观上得到提高。最后，抗饱和线路允许在各种节目材料中使用较高的记录电平，使听众即使使用没有NR解码的系统也能享受较高的信噪比。
图1是先有技术滑带增殖效应的一个理想的压缩器的特征响应曲线;
图2是先有技术固定带限制效应的一个理想压缩器的特征响应曲线;
图3是先有技术Ⅰ型双路径布置的方块图;
图4是先有技术Ⅱ型双路径布置的方块图;
图5A是表示根据先有技术的作用替换技术，固定带和滑带元件叠加的静态响应的理想压缩器特征响应曲线;
图5B是表示稍超过根据先有技术的作用替换技术叠加的，固定带和滑带元件的阈值的响应的理想压缩器特征响应曲线，滑带向高频处作用;
图5C是表示稍超过根据先有技术的作用替换技术叠加的，固定带和滑带元件的阈值响应的理想压缩特征响应曲线，滑带向低频处作用;
图6是表示低频和高频线路的静态特性的特性压缩响应曲线，根据本发明整个系统工作在其压缩模式，略去了谱倾斜和抗饱和网络的影响;
图7是根据本发明一个实施例的压缩扩展系统的方框图，它有串联的使用图10、11和12中描述的高频和低频子级类型的交替级;
图8是用固定带和滑带元件的二元件作用替换子级的方块图;
图9A是显示图8布置的作用替换子级对超过滑带元件的阈值但低于固定带元件阈值的信号的响应的理想压缩器特性响应曲线;
图9B是图8布置的子级类型对稍高于两个元件的阈值响应的理想压缩器特性响应曲线;
图9C是图8布置的子级类型对比两个元件的阈值更高一些的水平的响应的理想压缩器的特性响应曲线;
图10是根据本发明用在一压缩器、扩展器或压缩扩展器中的用固定带和滑带的高频作用替换子级的实施例的部分示意方块图;
图11是根据图10实施例的高频作用替换子级的信号流图;
图12是根据本发明用在压缩器、扩展器或压缩扩展器中的低频固定带子级的实施例的部分示意方块图;
图13是用于图10和图12中线路的实施例的导出调制控制信号的电路的实施例的部分示意方块图;
图14根据本发明另一实施例的压缩器的方式图，它有串联交替级，使用参照图15和16描述的那种高频和低频子级;
图15是根据本发明用在压缩器、扩展器或压缩扩展器中的用固定带和滑带的高频作用替换子级和另一实施例的部分示意方块图。
图16是根据本发明用在压缩器、扩展器和压缩扩展器中的低频固定带子级的另一实施例的部分示意方块图。
图17是用在图15、16、19和20的子级的实施例的导出调制控制信号电路的另一实施例的部分示意方块图。
图18是根据本发明另一较佳实施例的压缩器的方块图，它有使用结合图19和20描述的高频和低频子级的串联交替级。
图19是使用固定带和滑带元件的高频作用替换子级的另一较佳实施例的部分示意方块图，用在根据本发明的压缩器扩展器或压缩扩展器中。
图20是低频固定带子级的另一较佳实施例的部分示意方块图，用在根据本发明的压缩器，扩展器或压缩扩展器中。
图21是根据发明的第三个较佳实施例的压缩器在不同输入水平下，输出水平对频率的曲线。
图22A是根据本发明的第三个较佳实施例的压缩器在不同频率下，
压缩斜度对输出水平的曲线。
图22B是根据本发明的第三个较佳实施例的压缩器在不同频率下，压缩比对输入水平的曲线。
在本申请中引证的美国专利Re28，426;3，846，719;3，903，485;4，490，691;4，498，055;4，736，433和4，815，068的每一个都作为整体参照结合进本申请。
在图7中示出了一个根据本发明的压缩扩展系统的较佳实施例，它有一个压缩器和一个扩展器，其中压缩器有两个串联Ⅰ型双径级，扩展器有两个互补级。串连双线性级的值电平是交替的，使用美国专利4，490，691中动态作用电平交替的方式。换个办法，也可以用Ⅱ型结构。图7的实施例也使用了美国专利4，490，691中的频谱偏移和抗饱和方法。虽然用双径或单径布置均可实现本发明，但是，如上所述，双径实现有一定的好处，是较佳的。解码器是与编码器互补的，能用图7中解码器的布置或把编码器放在适当高增益放大器的反馈迥路中的众所周知的技术来实现。根据本发明的压缩器的另一个较佳实施例示于图14。根据本发明的压缩器的另一
实施例示于图18。
图7系统的压缩器部分有2级：一个高电平级10，它有较高的值电平，一个低电平级12，它有较低的阈值电平。如在美国专利4，490，691中讨论的，这是交替级布置的较佳次序，虽然相反的次序是可能的。值是信号幅度电平，超过它，在压缩器或扩展器中有动态作用起动。图7系统的扩展器部分也有布置得和压缩器互补的两级：低电平级14′和高电平级16′。
每一高电平级有一个高频作用替换子级24（24′）和一低频固定带子级28（28′）。低电平级只有一个高频作用替换子级26（26′），没有低频子级。每一高频子级24（24′）和26（26′）是结合图8和9A至9C一般描述的类型，更详细的结合图10描述。每一低频子级28（28′）是图12描述的类型。在实用电路中，高频子级24（24′）和26（26′）有些差别，这是由于它们在高电平级和低电平级中各自的位置，这些差别在讨论图10的实施例中会注意到。
假如每一高频作用替换压缩器子级（24，26）和每一高频作用替换扩展器子级（24′，26′）分别有例如12分贝的压缩或扩展，假如低频固定带压缩器子级28和低频固定带扩展器子级28′分别有例如10分贝压缩或扩展，那么整个压缩扩展系统将在高频段提供24分贝的降噪，（超过400赫区，如果高频子级24（24′）和26（26′）有400赫的截止频率的话），在低频带提供10分贝的降噪，（低于200赫区，如果低频子级28（28′）有200赫的截止频率的话）。这样的布置例如在家用和半专业应用的高质量音频降噪系统中是有用的。
系统压缩器部分的输入加到方块18所示的低频和高频谱偏移网络。在实际实施例中，网络是一个有6分贝深度的50赫低通单极点斜置部分，以及一个有17分贝深度的10千赫高通双极点斜置部分，频谱偏移网络在拉普拉斯域中有一电压传递函数基本上有如下形式：
V0（S） 1+S/2πf0（1+S/2πf2） （+S/2πf3）
＝
Vin（S） 1+S/2πf11+（S/Q.2πf4）+（S/2πf4）2
其中 f6＝25 f3＝40，800
f1＝50 f4＝7，980
f2＝12，400 Q＝0.63
网络可以用周知的运算放大器有源滤波器技术实现，互补去偏移网络位于方块20，在扩展器的输出端。
在压缩器部分低电平级12的主路径有一高频抗饱和网络22。抗饱和网络在拉普拉斯域有一电压传递函数基本上是如下形式：
V0（S） 1+S/2πf6
＝
Vin（S） 1+S/2πf7
其中 f6＝3，400， f7＝2，400。
一个互补抗饱和网络23位于扩展器低电平级14的主路径上。
图7的Ⅰ型级还包括求和装置30和30′，它们分别结合在高电平级10和16的高频和低频子级输出。级还包括各自的求和装置32，32′和34，34′把旁路输出与主路径耦合，从而结合了旁路输出信号和主路径信号。在实际电路中，求和装置30和30′可以省去，高频和低频子级可以在求和装置32和32′中求和。
在工作中，作用替换子级的固定带和滑带线路以取两类电路最佳特点的方式运行。这种运行可以被描述为“作用替换”。在任何特定作用替换子级，只要固定带动态作用提供最佳性能，就用它;当滑带工作有优点时就替换成滑带作用。在这种方式下，得到两种方式的最佳特点而没有每一个的缺点。
替换是在连续和一个频率一个频率基础上进行的。例如从给定高频子级24或26来的输出对直到主导信号的频率一般是从固定带来的，超出该频率以图9A到9C的方式的来自滑带。低频子级28的输出是固定带响应（例如，一个在由其200赫低通限带滤波器载出的整个频带内均匀的响应）。
高频作用替换子级24和26每一个都是一两元件作用替换“堆”（stack），由固定带和滑带动态作用元件构成。作用替换元件的“堆”位形在美国专利4，736，433和前引文章“频谱记录方法”（102页图3）说明过。另一办法是也可以使用功能上等价的“差”拓扑。（美国专利4，736，433和所引文章102页图2）。
为了说明，假定一固定单级点高通滤波器有转角频率400赫，与两个这种元件的输入串联。图8是一个“堆”布置，有一滤波器40，滑带元件42和固定带元件44。固定带和滑带电路是并联馈电，输出信号从滑带线路42取出。如将要结合图10的实施例所示，滑带可变滤波器参考了固定带的输出，即固定带输出直接馈到滑带可变电阻元件的底端。这个连接产生了前面提到的作用替换运行。在所有频率，整个输出将总是固定带和滑带贡献大的那个。假若有一个信号情况，固定带输出可以忽略，那么滑带就取代。相反若滑带贡献小或没有，固定带的输出将仍通过滑带可变电阻元件馈送到输出。以这种方式当信号条件要求时，一个线路的作用代替另一线路的作用。在图14到17和图18到20的实施例中用的布置是各子堆布置的一个变通。滑带元件控制信号以美国专利4，736，433图11的方式具有不同的来源。
作为例子，假定固定带元件的有效通带阈值是一62分贝，而滑带元件在12千赫是一66分贝，每一元件能提供最大为12分贝的提升。如果加一个-66分贝的电平的12千赫信号，滑带特性的转角频率将滑到600赫，但对整个特性包络什么也没发生，因为固定带仍未起动，而支持着包络。新的滑带特性是潜藏的。图9A显示这个情况：整个响应是与静态固定带响应一样的;滑带响应从其静态响应上移到高频率。整体响应包络仍是与固定带静态响应一样，直至信号达到-62分贝的固定带阈值。当信号上升超过固定带阈值几个分贝时，固定带开始衰减，显示出滑带特征的顶部。随信号电平上升，它继续向高频处滑移。对这个情况的整个响应和滑带响应示于图9B。当信号电平再超过固定带阈值几个分贝时，固定带继续衰减，滑带继续上移，如图9C所示。图9A-9C是用计算机模型产生的例子。
在图10中，展示了一个高频子级24（24′）和26（26′）（图7）的一个实施例，给出了电路的稳态和暂态控制情况。除了下面注意到的差别外，高电平和低电平级的不同在于对低电平级，交流和直流电路增益被增大了。和其它块图一样，这个图仅示出了决定元件的基本参数;实用电路当然包括其它细节，例如缓冲、放大和衰减。
每一子级在底部有一个固定带线路，在顶部有一滑带线路，每一线路有它自己的控制线路。固定和滑带线路是并联地馈电的，输出信号从滑带线路引出。滑带可变滤波器参考固定带的输出;即固定带输出直接馈送到滑带可变电阻元件154的底部。这个联接产生了上述的作用替换操作。
进入信号通过一个单极高通滤波器102馈入。实用中，各个图的滤波器均排列成在作为缓冲器用的运算放大器输入端的无源RC滤波器。在低电平级12和高电平级10，滤波器102有一个大约400赫的截止频率。
经滤波的输入信号被加到固定带线路104和滑带线路106。输出信号从滑带线路取出。并通过缓冲器158。这样，电路的整个静态（低于值）频率响应是一个单极点400赫高通网络的响应。
一个有斜置响应的低通滤波器107，其转角频率约为3.2千赫，斜置深度12分贝，位于通到固定带元件104的输入信号通路上。这种滤波器响应可以在拉普拉斯域中看为电压传递函数
V0( S )Vi n( S )=1 + S / 2 π f01 + S / 2 π f1]]>
其中f0＝12，800， f1＝3，200。
滤波器参数通过权衡两个性能参数来选择。转角频率越低，在存有高频信号时，固定带能提供的提升就越多，但是当完全提升时，将提供较少的降噪效应。斜置越深，固定带在存在高于斜置频率的信号频率时，越能提供提升，但是恰低于信号频率的降噪效应损失也越多。盒式录音机的噪声谱也影响这个斜置的设计。
固定带元件包括输入电阻108，一个分流可变电阻元件110和一个产生直流控制信号的控制电路112，该信号加到可变电阻元件控制输入端。一个可以用作变阻元件110的可变跨导放大器在各图的实施例中都一样。
可变电阻元件最好有一随控制信号输入特性线性变化的电阻。在一实用实施例中，可变电阻元件110响应一个电流输入，所加的直流控制信号是一个电流。当直流控制信号电平增大时，可变电阻元件的电阻下降，使固定滤波器的辐值电平下降。关系可以表为
R＝ (k)/(Ic)
低通滤波器107使固定带电路对超出它截止频率的信号不敏感。这样当主导音调的频率上升到超过滤波器截止频率时，固定带电路的阈值上升，感度减小。因此固定带在存在超过滤波器107截止频率的信号时，提供了更多的压缩，（或更多的降噪）。这提供了噪声调制的减小。
实用中，在实现固定带装置时使用一个FET的源-漏通路作为可变损失装置（可变电阻器），控制作用于它的栅极的电压。相似地，滑带系统用一个FET的源-漏通路作为一可变滤波器的可变元件（可变电阻器），控制作用于它的栅极电压。FETS已经以这种方式用在A型，B型，C型和SR系统的商用实施例中。见在美国专利Re28，426;4，490，691和EP-PA0，236，076中的描述。
虽然FET的非线性响应构成了要求的动态电路作用的一个固有部分，但单个FETS的响应特性有一些变化，FET的非线性响应不一定是取得要求的电路动态性的最佳响应。此外，J-FETS在集成电路中不能容易地实现。虽然可以使用一个利用FET作为可变元件的先有技术，但一个非线性元件和一个线性可变电阻元件的结合能允许电路设计者使动态电路特性最优化，并避免FET特性变化的问题，而同时使电路容易集成化。非线性元件的特性决定了线路的压缩比。
对作用替换子级的固定带线路，使用一个指数函数。压缩的启动很宽，但是当输入电平上升时，压缩特征接近于一个限幅器的特性。这样，完成点（在旁路和主路径的双线性特性区，那里动态作用中止，在高信号电平，特征变成线性）不是从压缩器阈值移得很远（在输入电平）。另一办法是用一系列固定幕定律函数来避免依赖温度的效应（例如两项V2和V6）。这类函数当输入电平上升时也引起压缩比继续上升。
一个固定幕定律函数用作作用替换子级的滑带线路，因此压缩比并不随输入信号电平增加。不需要一个增加的压缩比，因为由于可变滤波器特性，旁路中的相移随输入信号电平增加，进一步减少了与仅有衰减相比边链对主路径的贡献。此外，对滑带压缩器，固定幕定律函数提供了一个压缩器，其压缩特性并不随频率改变，而指数函数会这样。而且，固定幕定律允许控制压缩曲线的形状。
这样，指数和固定幕定律函数使电路设计者能对压缩曲线形状进行控制。当压缩曲线的开始和终点是光滑并概括地确定，跟踪迷失变得最小。一个补偿的要求是整个电路的动态作用必须被限于在噪声背景之上及其工作环境的最大电平之下发生。对交替双线性级，这种非线性元件的选择提供了设计一个有好的整体特性的编码器的必要的自由度。
图11是高频级的信号流图，其中
f0是滤波器确定的高频带频率＝400赫。
f1是滑带滑移滤波器静态频率＝200赫，
f2是固定带斜置滤波器的零点频率＝12，800赫，
f3是固定带斜置滤波器的极点频率＝3，200赫，
ωn是2πfn。
Asc是边路信号增益。
Vos是固定带可变元件和控制线路补偿电压，
VT是q/KT，在300°k时等于25毫伏，
G1是固定带控制线路增益。
G2是滑带控制线路增益，
N是滑带可变元件和控制线路的固定功率。
GsB是滑带控制线路输出。
GFB是固定带控制线路输出。
Vos，G1，G2和N的值在高电平和低电平级中是不同的。
观察图10和11表明，每一固定带线路在拉普拉斯域中有一电压传递函数大体上为如下形式：
V0( S )Vi n( S )=1 + S / 2 π f21 + S / 2 π f3·11 + e x p (G1V0( S ) - VO SVT)]]>
每一滑带线路在拉普拉斯域中有一电压传递函数大体上为如下形式：
V0( S )Vi n( S )=1 + S / 2 π f11 + S / 2 π f1+ ( G2V0( S ) )N]]>
其中参数如上确定。
回到图10的描述，从固定带可变电阻元件110的固定带输出通过权重滤波器116到两个控制电路，主通带和止带控制信号电路118和通带控制电路120。这个布置类似于美国专利4，498，055的图21和EP-PA0，236，076的图8。在主控制电路中，信号在块128中整流，与调制控制信号MC3在结合装置129中反相相加。调制控制信号的导出在下面结合图13解释。得到的直流信号被一有大约8毫秒时间常数的平滑电路130平滑（在这个和所有其它线路，整体稳定控制信号特性是平均响应，这是实用压缩扩展系统中的一个主要特点）。控制信号随后馈入最大选择器电路122的一个输入，后者把加在输入上的两个信号的较大信号传送到输出。
固定带输出还馈送到通带控制电路120。它包括800赫单极高通滤波器132，全波整流器134，和一个平滑线路（大约8毫秒）136。通带控制信号加到最大选择电路的另一输入。最大选择电路的输出进一步用160毫秒时间常数在方块124中平滑，用来通过一个非线性函数电路，一个可变电阻器驱动电路126控制固定带可变电阻器110。第二积分器124和第一积分器（电路118或120）合作，不仅提供一个无纹波直流控制信号，而且调整了控制线路112的上升和释放时间常数。一个跨接于积分器124电阻性元件两端的二极管（未示出）在一定条件下缩短时间常数。若方块124的输入与输出电压差变得很显著，第二积分器的放电时间就减少到与第一积分器一样。这样一个二极管为同样目的也跨接在方块168。
非线性函数元件126根据下面的函数产生一指数函数的电流输出，以响应第二积分器124来的所加的输入电压，输出是
Iout= kexp ( (Vin- Vos)/(VT) )
只要用一个电压驱动晶体管的基极，在集电极得到电流，很容易得到一个指数电流函数，用熟知的技术，在一实用电路中，一个电压补偿加在晶体管的基极。
上面描述的双重控制电路是用来在简单信号（单个主导信号）和复杂信号（多个主导信号）两种情况下得到最佳性能的。调制控制信号MC3在频率加权和量上已对简单信号条件最优化了，这里调制控制作用是最有用的。但是在复杂信号条件下，所建立的调制控制信号变得不适用，产生的调制控制作用比必须的要大;即从主控制电路来的直流控制信号输出小于所需要的输出。在这个条件下，从通带电路来的控制信号通过最大选择器电路被分段纳入，以控制固定带压缩电路的整个作用。
固定带元件的输出通过全部增益为1的缓冲器114馈送，以给滑带滤波器提供参考;这是固定带电路的仅有信号输出。
滑带元件106包括通过一可变电阻元件154分流的并联输入电阻150和电容器152，和一个控制电路156，控制电路156产生一个直流控制信号，加在可变电阻元件的控制输入端。电阻器150的存在产生了一个可变高通滤波特性，它有一斜置响应（“可变高通斜置滤波器”）。
电容器152和电阻器150的时间常数决定了可变高通斜置滤波器的较低的、固定的转角频率。在线路的实用实施例中，这个转角频率是200赫。电容器152和可变电阻元件154的电阻决定了可变高通斜置滤波器的较高的、可变的转角频率。在可变电阻元件154的较高的电阻值，两个转角频率重叠，可变高通斜置滤波器取全通的特性。可变电阻元件154最好有一个随电阻特性呈线性的控制信号输入。在一个实际实施例中，可变电阻元件154响应一电流输入，所加的直流控制信号是一电流。当直流控制信号电平增加时，可变电阻元件的电阻下降，造成滑带滤波器的转角频率上升。电阻关系可以表为：
R＝ (K)/(Ic)
滑带控制信号由控制电路156从线路输出导出。该信号通过10千赫（在低电平级是8千赫）单极高通加权网络160馈入并被整流。整流信号与调制控制信号MC1在结合装置163中反相相加，因为MC1也有单极高通特性，整流控制信号和MC1的比监视器信号的衰减（这个比值在滑带作用产生一个端点终止效应）。其结果首先在方块166中以时间常数8毫秒被平滑，（在低电平级为4毫秒）最后在方式168中以时间常数约80毫秒被平滑。平滑的控制信号用来通过可变电阻驱动电路170及一个非线性函数电路控制滑带可变电阻元件154。和子级的固定带线路一样，第二积分线路与第一积分电路一起不仅提供了无纹波直流控制信号，还调整了控制迥路的上升和释放时间常数。在滑带电路中，一单个控制电路足够了。因为高通控制加权网络160趋于补偿复杂信号对所建立的调制控制电压的（MCl）效应。
非线性函数元件170产生一个有固定幂定律函数的电流输出，以根据函数
Iout＝K（Vin）N
对从第二积分器来的所加输入电压响应。其中N是大于1的正数。这样的函数可以用通常办法级联对数/反对数电路，它们之间有确定量的增益。
如上所述，虽然先有技术中使用FET作为可变元件也可以，最好是将非线性元件和一个线性可变电阻元件结合起来。
高频作用替换子级的整体输出是从滑带元件的缓冲器158取出的的。
高频子级的上冲抑制布置也示于图10。在高频子级中一个一般特点是从控制电路整流器128和162来的未经平滑处理的整流信号与适当调制控制信号反相相加，通过二级管装置135和137分别馈送到最后平滑电路124和168，特别是那里的电容器。
与专业SR系统和A型、B型和C型系统相同的是本发明中上冲抑制阈值大大高于定态阈值。较好的是设置上冲抑制阈值比有关的定态阈高10个分贝;上冲抑制效应就会逐渐地纳入。净的结果是对大多数音乐信号，上冲抑制器很少工作：压缩器是由很平滑的信号控制的。当抑制器确定工作时，效应被控制得使调制畸变最小。在相对稳态，但仍有一点变化的紧接着暂态的信号条件触发过冲抑制器工作，过冲抑制效应随增加的信号电平逐渐地退出或减少;这个作用进一步保证了系统低的整体调制失真
电路位形使电路设计者能调节相对阈值和过冲效应逐渐纳入的能力。阈值是通过调节稳态时放大器的相对增益和上冲抑制电路而设置的。下面将进一步详细说明，逐渐纳入上冲抑制效应是操作耦合上冲抑制线路到控制信号引出的电容器的作为变电阻器的二极管来完成的。其它更复杂的电路也可以用来完成这个功能。逐渐退出或减少过冲抑制效应是通过减少过冲抑制电路在非常高电平的增益的限制电路，以及调制控制信号，抵息在高电平的过冲抑制信号实现的
回到图10，在高频固定带电路中，过冲抑制信号是从主控制电路118的全波整流器128引出的。和稳态控制信号一样，整流信号在结合装置131中与MC3反相相加，所以过冲抑制阈值对稳态区条件是适当的。在放大级133设置适当的交流和直流条件。过冲抑制旁路的增益小于稳态控制电路的增益。得到的过冲抑制信号用一二极管装置耦合到最后平滑电路124，特别是那里的电容器。
在滑带电路中，用了两个过冲抑制信号，初级和次级。初级过冲抑制信号是从全波控制电路整流器162引出，在结合装置163中与MC1的平滑形式MC2反相相加，（MC1控制稳态特性），在放大级165中设置适当的交流和直流条件，该初级信号通过二极管装置167耦合到最后平滑电路168，特别是那里的电容器。和在固定带时一样，过冲抑制电路的增益小于1。使MC1平滑以产生MC2是必要的，因为不象在固定带的情况，在控制电路的信号和MC1间不存在常数和有利的相位关系（因为是滑带）;平滑使可靠且有效的补偿作用发生。
初级过冲抑制电路的效应较好的是对大多数重要的暂态信号情况一即从一低于阈值的电平爆发一单个脉冲或音调，都是极大。由于初级过冲信号导出的方式，过冲抑制信号幅度随频率增加下落比控制信号辐度要快。这造成在200赫到800赫的信号范围内，过冲抑制不够。为补偿它，一部分固定带上冲抑制馈入到增带控制线路。这个补充信号称作滑带次级上冲信号。
滑带和固定带控制电路（分别为156和118）还包括一个“停放”（Parking）电路。在滑带电路156中，一个“停放”电路176由耦合二极管178耦合到第二积分器168。在固定带电路118中，停放电路180通过二极管182耦合到第二积分器124。停放电路一般和美国专利4，736，433中描述的一样工作。固定带停放电路180把电荷放在平滑电路124的电容器上。以保持控制电路恰好低于其阈值;滑带停放电路176以同样方式工作，防止滑带滤波器转角频率降到一特定频率之下。停放电路的效应是通过允许控制电路更快反应改进降噪性能和在一定信号条件下的暂态响应。在滑带中，停放电路固定滑带的转角频率稍高于本电路输入滤波器的转角频率。
图12是低频固定带子级28（图7）的稳态和暂态控制情况。和高频子级一样，仅示出了基本参数决定元件。子级类似于结合图10描述的高频子级的固定带线路。
参看图12，进入信号通过200赫限带低通滤波器（滤波器位置改变了，不同于作用替换子级）作用到由电阻器182和可变电阻元件184构成的可变衰减电路。控制电路频率加权由单极点400赫低通滤波器186提供。主控制电路188在方块190中对经滤波的信号作全波整流：得到的直流信号在组合装置192中与调制控制信号MC4反相相加，并被时间常数为15毫秒的平滑电路在方块194中平滑化，然后馈到最大选择器电路196的一个输入端。最大选择器电路和高频子级有同样的目的和工作模式。
低频固定带子级也包括“停放”特点。停放电路210由耦合二极管212耦合到第二积分电容器206。停放电路210与图10的固定停放电路180同样工作：把电荷放到平滑电路206的电容器上，以保持控制电路恰低于它的阈值。
固定带子级的400赫频率加权输出也馈送到通带控制电路198。这里控制信号进一步由100赫单极低通滤波器200加权。在方块202中全波整流，在方块204中以约15毫秒的时间常数的平滑电路平滑化，并馈入最大选择器的另一输入。两个信号中大的送到最后平滑电路（约300毫秒）206，用来通过可变电阻驱动电路208（一个非线性函数线路）控制固定带可变电阻器184。电路208提供了类似于图10中电路126的特征。
类似于高频子级，从可变元件输出的未经平滑的整流信号与适当的调制控制信号反相相加，通过二极管装置馈送到最后平滑电路，特别是每一这种电路中的电容器。
低频固定带子级简单地通过在组合装置216中对MC4抵消整流器214的输出，产生一个初级过冲抑制信号。适当的交流和直流条件在放大器218中设置，过冲抑制信号然后通过二极管装置220耦合到固定带电路的最后平滑电路206，特别是那里的电容器。过冲抑制旁路的增益比稳态控制电路的增益要小。
在美国专利3，846，719，Re28，426和4，490，691和在基于它们的商用实施例（A型、B型和C型系统）中，从旁路来的降噪信号在高电平信号条件下是被高度限幅或受衰减的。这种在低电平阈值开始的高度限幅或衰减，对表征这些系统的低的谐波失真，低的过冲和低的调制失真有责任。
如在美国专利4，478，055中解释的，在某些条件下不必要使用这样的低阈值和这样强限幅特性。特别是当降噪信号相对于主通路信号的同相条件有偏离，阈值可以提高。而且在给定频率进行适当的限幅后（为了创造要求的整体压缩规律），就不必要当信号水平上升时继续限幅。而应在输入信号上升时，允许降噪信号的电平上升，稳定在主通路信号电平的某个显著的分数上。
例如在作用替换子级的固定带线路（刚结合图10描述过）。
在图12的固定带子级，和在EP-PA0，236，076中，应用美国专利4，498，055的说明产生了通常的通带（同相）频率区的性能。但是在止带区，允许限幅阈值上升，限制程度降低。
如EP-PA0，236，076中讨论的，类似的考虑也适用于滑带电路。在B型滑带电路中（在美国专利4，490，691中仔细描述过），一个可变滤波器跟随一个固定滤波器，这被证明是一个有效并可以重现的布置。但是在通带外的频率，由于造成了大的相角一个纯粹双极点滤波器产生了整体辐度削减。因此已使用的那类滤波器仅是准双极点的（一个单极固定滤波器加上可变斜置特性）。
同样的布置用在图7布置的实际实施例中，在可变滤波器静态交岔频率和固定滤波器交岔频率之间有一倍频程的差（如同在B型电路中）。在某特别频率超过阈值，可变滤波器滑到能产生（整体主通路加上边链信号）压缩规律的交岔频率。当输入电平上升时，一得到整体增益为1，就没有理由进一步滑移可变波器。在这一点上，美国专利4，498，055和EP-PA0，236，076给出的调制控控制安置抵消可变滤波器的进一步滑移;这就防止了不必要的信号调制和在解码中产生的降噪效应的削弱。
上述效应是由称为调制控制的电路在固定带和滑带中产生的。从主信号通路来的适当滤波或频率加权的信号被整流，并在某些情况下被平滑，再与各级控制电路产生的控制信号相反地馈入。较高信号电平的结果是建立了线路控制信号和调制控制信号间的平衡。在这些条件下，随输入信号电平增加，没有进一步的增益减少或有关可变滤波器的滑移。
如在美国专利4，498，055中提到，在多级装置使用调制控制技术时，调制控制电路不必从每个单级中引出。图13是用图11和12实施例中的引出调制控制（MC）信号的较佳布置。
在专业SR系统中，如同在EP-PA0，236，076中说明的，使用了命名为MC1至MC8的8个调制控制信号。在本发明中只用了其中4个。MC1-MC3，和MC6，它们是从第二级的求和装置中引出的（压缩器中的相加器34，扩展器中的相加器32′）。MC4和MC5不需要，因为本系统不用低频滑带级。在专业SR系统中，MC4控制低频作用替换子级的滑带部分，MC5用来控制低频滑带上冲抑制电路。但是为避免调制控制信号序列编号中断引起混乱，在本申请中专业SR系统的MC6被称为MC4，这样本申请中的NC4和专业SR系统中的NC4不是一回事。
图13是调制控制电路的进一步细节。MC1-3用在高频子级24和26（图7）;MC4用在低频子级26（图7）。
MC1控制高频滑带电路。从取出点来的信号通过100赫全通滤波器250（作相位补偿），有约3千赫的转角频率的一个单极高通滤波器252在方块254中整流，然后与高频子级产生的控制信号相反馈送。MC1被一时间常数1毫秒的两级积分器256平滑，被用作MC2，以反抗高频滑带过冲抑制电路的工作，如上面已描述的。从而过冲抑制阈值跟踪静态阈值。
MC3控制高频固定带电路。从取出点来的信号被串连单极低通转角频率分别为200赫和400赫的滤波器258、260加权。在方块262中整流，然后与高频固定带电路的稳态和暂态控制（过冲抑制）相反馈送。
MC4控制低频固定带子级。从取出点来的信号被串联单极低通转角频率约分别为200赫和400赫的滤波器264，266加权，在方块268中整流，然后与低频固定带子级的稳态和暂态（过冲抑制）相反馈送。
调制控制配置的一个辅加效果是在高信号电平，从旁路来的降噪信号的幅值与A型、B型和C型系统相比相对较高，后者没有用调制控制。因此，不可能象这些以前的系统用简单的过冲抑制二极管（例如，美国专利Re28，426中图4的位二极管28）。因此，象在专业SR系统和在EP-PA0，236，076中描述的一样，过冲抑制帝路与稳态控制电路一部分并联使用，以使控制电路上升时图14中给出了根据本发明的一个压缩器的另一实施例，它有两个串联Ⅰ型双通路级。与图7的实施例一样，串联双线性电路的阈值电平是交替的，使用了美国专利4，490，691中动态作用电平交替的技术。换一个办法，也可以使用Ⅱ型位形。图14的实施例还用了美国专利4，490，691的频谱偏斜和抗饱和技术。虽然发明可用双通路或单通路来实现。如上所述双通路实现有一定优点。因此是较佳的。解码器与编码器互补，可以用熟知的把编码器放在适当的高增益放大器的反馈回路中或以图7的布置来实现。
图7和图14相应元件的参考数如下关联，图14的参考数是图7的相应用的数加上300。图14系统的压缩器部分有2级：一个高电平级310，它有较高的阈值电平，一个低电平级312，它有较低的阈值电平。低电平级上有一个高频作用替换子级326，没有低频子级。每一高频级324和326是结合图9A-9C一般描述的类型，更详细的是结合图7和图10。高频子级324包括一高频滑带元件346，和高频固定带元件348;高频子级326包括一高频滑带元件350和一高频固定带元件352。低频级328是结合图16描述的类型。在实用线路中，在高频子级324和326间有些差别。这是由于在高电平级和低电平级中各自的位置。这些差别在讨论图15的实施例时会注意到。
若每一高频作用替换压缩器子级（324，326）和在互补的扩展器中每一高频作用替换扩展器子级（未画出）有例如分别是12分贝的压缩或扩展，假如低频固定带压缩器子级328和在互补扩展器中的低频固定带扩展器子级有例如10分贝的压缩和扩展，那么使用图14压缩器和互补的扩展器的整体压缩扩展系统将在高频带（超过400赫，若高频子级324和426有400赫的截止频率）有24分贝的降噪，在低频带（低于200赫，如果低频子级328有200赫的截止频率）有10分贝的降噪。这个布置如图7的实施例一样，在家用和半专业应用的高质量音频降噪系统中是有用的。
系统压缩器部分的输入被加到高于方块340的低频谱偏移网络。在一实用实施例中，网络是低通单极斜置段，极点在80赫，零在32赫（深度约8分贝）。频谱偏斜网络在拉普拉斯域有一电压传递函数为如下形式：
V0( S )Vi n( S )=1 + S / 2 π f01 + S / 2 π f1]]>
其中 f0＝32， f1＝80。
网络可以用熟知的运算放大器有源滤波技术来实现。在扩展器中有一个互补的去偏移网络（未示出）。
图14实施例的低频谱偏移网络有一较大的斜置，且其作用开始也比图7实施例相应网络高。这种改变在典型的盒带由于在50赫高输入信号水平提供约3分贝的衰减形成3180微秒低频记录均衡而开始饱和的频率区。提供了更好的抗饱和效果。
高频谱偏移是由网络342和网络344在各高频作用替换子级324和326的输入处提供的。在一实用的实施例中，网络342是一低通单极，转角频率为12.8千赫的滤波器，网络344是双极、有同样转角频率的低通滤波器。这些网络还可以用熟知的运算放大器有源滤波器技术实现。
把高频谱偏移滤波器从压缩器输入移到两级每一个的边路径输入，能达到通常频谱偏移的目的，但没有某些缺点。首要的是，原来的目的是让压缩器控制电路对使大的介质误差出现的那些频率的信号不敏感，现在简单地通过衰减对旁路的这种频率的输入就取得了。这就提供了同样种类的控制信号频率加权作为通常的频谱偏移。通常的频谱偏移位形示于图7，它要求在高频有一个斜置响应，使得通过把压缩器放在适当放大器的负反馈迥路中，能构成适当的扩展器。这个斜置响应限制了能得到的谱偏移效应的量。这个限制对旁路频谱偏移并不适用，图14的频谱偏移网络342和344分别是简单的单极和双极滤波器。因为虽然它们的效应在旁路随频率增加继续增加，它们不能把整体压缩增益减到小于1，所以这种滤波器可以用。
能够在边路谱倾斜线路中使用非斜置滤波器带来了当频率增加时，谱倾斜效应逐步增大的重要的优越性能。例如，考虑边路谱倾斜减少偏置效应的杰出能力。所有高质量磁带记录器都使用大振幅的超声偏置信号以使记录过程线性化，这种信号，在家用产品中，通常是60-250千赫。假如偏置信号进入降噪处理器的控制线路，它能显著地改变压缩器的特性。当磁带记录器重放，降噪线路处在解码模式时，偏置产生器通常不工作，所以偏置信号不改变扩展器特性。正常的扩展的特性不能跟踪偏置改变的压缩器特性，产生严重的编码-解码跟踪迷失。即使当扩展器工作时偏置信号存在，例如在三磁头磁带记录器中，当记录时监测不在带上的信号（off-tape），仍会有跟踪迷失，因为偏置漏入压缩器和扩展器中的量（因此相应的偏置效应）在压缩器和扩展器中不大会完全一样。
为了防止偏置信号进入压缩器和扩展器，使用了包括调谐俘获的各种滤波方法。这些滤波器能降低声音的质量（通过鸣响），还会限制能记录的带宽。如上所述的一个具有简单的单极点或双极点低通特性的边路谱倾斜大大改进了压缩器和扩展的抗偏置干扰的能力，因为这种线路对偏置频率衰减量很大。在低频和高频的边路谱倾斜还有助于防止其它形式的外来信号，如调频多路前导音调（FM-Multiplex pilot tone）和低频闪动噪声引起的压缩器一扩展器跟踪迷失。因为为除防止偏置干扰外使用限制输入带宽的滤波器仍是一种好的实用办法，这个滤波器应该保留，但须有转用频率远离此声频带的正常极限的简单的单极点带通特性。
旁路频谱偏移电路是完全与降噪电路集成的并改变了降噪电路的工作方式，不再是仅作为通常运行的降噪电路的配件。频谱偏移电路衰减在其工作频率范围内的旁路输出信号，因而减低了在该频率处得到的压缩量。这就随之减小了峰值压缩比，从而减小了跟踪迷失。而且，因为在主通路上没有衰减，旁路的频谱偏移并不象通常的频谱偏移一样提高压缩器完成点的电平。事实上，压缩器完成点的电平随频率增加不断减小，这是一个家用磁带装置的需要的特点，因为磁带饱和的电平也会随频率增加而逐渐减小。
谱倾斜位于边路的进一步的优点是这种位形在扩展器以及压缩器中都有好处。在图1所示的扩展器中，谱去倾斜线路是在扩展器的输出。2能防止外来信号对扩展器控制信号的贡献，这样就修改了扩展器的特征。边路谱倾斜在压缩器和扩展器中都减少了外来信号的贡献，这样当应用在扩展器的输入端存在除压缩器输出外的信号时，增加了降噪系统的精度。
由于位于旁路，使它在高信号电平下不工作，旁路频谱偏移不降低给予介质的信号电平，因而不能减少依赖于电平的介质误差的发生（如带饱和）。这个缺点可以用增加加在主通路的抗饱和量来补救。增加了抗饱和量就增加了压缩比。这样就去除了用旁路频谱偏移的一些优点。但是图14的位形允许抗饱和的频率范围和量完全独立于谱倾斜的频率范围和量，这给出了相当的范围来调和各种参数，以使对各种应用的线路特性最优化。图14和图15的参数是优化了为使用在高质量小型盒带机中的。
互补去偏移网络位于扩展器中（未示出）。
低电平和高电平级310、312的主通路包括各高频抗饱和网络356和358。抗饱和网络356在拉普拉斯域中有电压传递函数如下：
V0( S )Vi n( S )=1 + S / 2 π f81 + S / 2 π f9]]>
其中 f8＝6，000， f9＝12，000。
抗饱和网络358在拉普拉斯域中有电压传递函数如下：
V0( S )Vi n( S )=1 + S / 2 π f61 + S / 2 π f7]]>
其中 f6＝5，000， f7＝15，000。
互补抗饱和网络位于扩展器（未示出）。相对图10实施例的单个抗饱和网络，使用两个抗饱和网络和改变网络的拐点频率，就能改进抗饱和响应并补偿图14实施例的频谱偏移网络布置产生的降低的抗饱和效应。
图14的Ⅰ型级还包括求和装置332和334，它们把高电平，低电平级的输出与各自的主通路径相结合。图14还显示了调制控制电路（方块354），它们把调制控制信号MC1-3加到作用替换子级元件346、348、350和352，MC6加到低频固定带子级328。
在运行中，图14实施例的作用替换子级与结合图7实施例描写的运行完全一样。但是如前所述，图14-17的实施例的堆位形，使用了滑带元件控制信号的一个差分导出。
在图15中，给出了高频子级324和326（图14）的一个实施例，表示电路的稳态和暂态控制两个方面。除了下面注意到的不同外，高电平和低电平级的不同在于对低电平级交流和直流电路增益增加了。和其它方块图一样，这个图仅表示了基本参数决定元件;当然实际电路含有其它细节，例如缓冲，放大和衰减。为了精确和方便。仅描述图15和图10的差别。图10和15中的相应元件有相应的参考数，图10的参数加上300是图15中相应元件的参考数。
在图15的实施例中，图10的输入高频限带滤波器102现在还包括高频谱偏移网络342或344（图14）。组合的限带和频谱偏移网络示于方块403。高电平级的高频子级的输入滤波器在拉普拉斯域中有电压传递函数呈如下形式：
V0( S )Vi n( S )=S / 2 π f11 + S / 2 π f1·11 + S / 2 π f2]]>
其中f1＝406，f2＝12，600。低电平级的高频子级的输入滤波器在拉普拉斯域中有电压传递函数呈下述形式：
V0Vi n=S / 2 π f11 + S / 2 π f1·1 + S / 2 π f21 + ( S / Q ·2 π f2) + ( S / 2 π f3)2]]>
其中f1＝406，f2＝48，000，f3＝13，300，Q＝0.88
为了实现滑带元件控制信号的差分导出，固定带元件在电阻器408和可变元件410结点处的输出在结合装置459中从馈送到滑带元件控制线路的信号中减去。差分导出滑带控制信号有效地提高了滑带的阈值，防止了滑带错误地受噪声控制。在低输入信号电平，在固定带控制元件410两端产生的差分电压（在这种条件下它有相对高的值）是明显的，这样就显著地减小了在组合装置459输出的信号幅度（因而也减小了滑带元件控制信号的幅度）。在较高的输入信号电平，当固定带控制元件410的值较低时，元件410两端的差分电压的影响也较小，滑带控制信号保留其全部效应。
在高频时通过将滤波器网络107从输入到图10实施例的固定带元件104的输入处移开，差分导出的滑带控制信号对提高滑带值的有效性增大了。滤波器现在被记为方块409，位于固定带和滑带元件之间。滤波器移位对固定带元件的工作没有影响。固定带元件的控制电路仍接收到一滤波的信号。信号从固定带元件馈送到滑带控制元件454的底端，它也是象以前一样滤波了的。但是馈送到组合装置459的差分信号未被滤波。这意味着在超出滤波器409的较低的交岔频率处，差分信号的幅度（因而它对滑带元件控制电路的影响）要比滤波器407仍留在图10滤波器107位置时大12分贝。
图10实施例的滤波器160修改成在高、低电平级都有一转角频率6千赫。它被表示为方块461。
在固定带元件的控制电路412，滤波器116（图10）的转角频率升高到约400赫（图15中滤波器417）。
固定带元件的控制电路去掉了时间常数8毫秒的电路130和136（图10），因而被简化了。在图15的实施例中，最大选择器422工作在未经平滑的整流信号。再馈送信号到时间常数8毫秒的电路423，再送到时间常数160毫秒的电路424。
在图15的实施例中略去了停放电路176（图10）。
图15实施例增加的是限制滑带和固定带控制信号的最大幅度电平的电路：限幅电路477和486及它们各自的耦合二极管479和482。当停放电路通过在积分器维持电容器电压于一稍低于可变元件426的阈值的电平，改进电路上升时间，限辐电路通过阻止电容器电压在高电平信号条件建立到过高电平改进恢复时间，并提高电路间的兼容性。当高电平信号中止，电容器电压可以更快地降到一个适于新的输入信号条件的电平，因为它有较低的起始电平。
图16是低频固定带级328（图14）的稳态和暂态情况。和高频级一样，仅示出了基本参数决定元件。电路类似于结合图15描述的高频级的固定带部分。为准确方便起见，仅描述图16和图12的差别。在图12和16中相应的元件标有相关的参考数，图16的参考数是图12相应元件的参考数加300，
和在高频子级中一样，控制电路因最大选择器工作在未平滑的整流信号而简化。这使两个时间常数为15毫秒的电路194和204（图12）被代之的一个时间常数15毫秒的电路505，位于最大选择器496和时间常数300毫秒的电路506之间。
上冲抑制信号的导出在图16的实施例中与图12不同。整流器214和结合装置216（图12）被省去，并且在图16的实施例中，上冲信号简单地从主控制电路488的输出导出。这个信号是一个适当的上冲抑制信号源，因为在图16的位形中平滑元件194（图12）也省去了。
加了一个限幅线路524和二极管522的限制低频固定带控制信号的最大振幅。
图17显示了用在图14、15和16实施例中调制控制电路进一步的细节。MC1～3用于高频子级324和326（图14）;MC4用于低频子级328（图14）。为准确方便起见，仅描述图13和图17的差别。图13和17的相应元件有相关的参考数，图17的参考数是图13相应元件参考数加300。图17的实施例略去了图13的100赫全通滤波器250。此外，一个单级时间常数为2毫秒的积分器257用来代替1毫秒时间常数的两级积分器256。
图18到20是根据本发明的压缩器的较佳实施例。因为图18到20所示的实施例是图14到16所示的优化发展，除了下面要描述的不同之处外，属于图14到16的描述同样也属于图18到20。图14到16和18到20中相应的元件有相关的参考数，在后三个图中，参考数是前三图相应参考数加上字母A。图17显示了对两者实施例的调制控制信号的导出。
系统压缩器部分的输入在较佳实施例（图18）中是直接加在主路径的输入和边路径中高水平级310A的输入滤波器的，而不是如图14输入在低频谱偏斜块340。在图18的实施例中，低频谱偏斜由块360A提供，它位于高水平级310A的低频固定带328A的输入处。虽然在图18中低频谱偏斜网络显示为单独的块360A，但只须简单地把在低频固定带328（图14）输入处的低频限带滤波器480（图16）改变成在同样位置的328A（图18）的带通滤波器490A（图20），就能实现其功能。另一个办法是可以用单独的滤波器起低频限带滤波器和谱偏斜的功能。
在实际的实施例中，带通滤波器的高通（即低频谱偏斜）部分是一转角频率为33赫的单极点段，滤波器的低通（即低频限带）部分是一转角频率为240赫的单极点段。后一频率不同于图14实施例相应低通滤波器480的200赫转角频率，因为使用了不同较佳值的元件。在高水平级310A的低频固定带子级328A的具有低频限带及低频谱偏斜功能的输入滤波器410A在拉普拉斯域有一大体上如下形式的电压传递函数：
V0( S )Vi n( S )=S / 2 π f11 + S / 2 π f1·11 + S / 2 π f2]]>
其中f1＝33，f2＝240。
该网络可以用熟知的运算放大器有源滤波器技术来实现。在扩展器中有一个互补的组合低频去偏斜网络和低频限带滤波器。（未示出）
图18实施例的低频谱偏斜网络360A在比图7和14实施例的相应网络更低的频率工作。但是图18实施例的低频谱偏斜滤波器360A的效应在非常低频率下比另两个实施例的低频谱偏斜滤波器的要大，因为滤波器360A有一简单高通特性，而不是一个斜置特性。通过把谱偏斜滤波器放在边路径才使这种特性的改变成为可能，在边路径中，为了能在解码模式中产生精确的互补特性，不需要限制其作用。
高频谱偏斜由网络342A和344A提供。在图18中仍使用了单独的线路块，但线路的实用实施例可以用图14所示的位形，其中在图14每一高频作用替换子级324和326输入处的单个带通滤波器起高频谱偏斜网络和作用替换子级高频限带输入滤波器两者的作用。另一个方法是使用分立的滤波器来提供谱偏斜和高频限带滤波器的作用。
在图18实施例的实用型中，高电平级360A的高频作用替换子级324A的输入带通滤波器403A（图19）有转角频率为406赫的单极点高通（高频限带）特性，和转角频率为12.6千赫的单极点低通（谱偏斜）特性。这些频率与用于图14的块403中相应频率稍有不同，仅是使用具有不同较佳值的元件的结果。高水平级310A的高频作用替换子级324A的具有高频限带滤波器和高频谱偏斜两者功能的输入滤波器403A在拉普拉斯域有一大体上如下形式的电压传递函数：
V0( S )Vi n( S )=S / 2 π f11 + S / 2 π f1·11 + S / 2 π f2]]>
其中f1＝406，f2＝12，600。
低水平级312A的高频作用替换子级326A的输入带通滤波器403A（图19）有一转角频率为406赫的单极点高通（高频限制）特性，以及转角频率为13.3千赫的双极点低通（谱偏斜）特性。这些频率中的第一个和图14实施例的块403相应频率稍有不同仅是因为用了有不同较佳值的元件。
低通特性坡度转变到单极点特性在超过48千赫的频率发生。这造成了在超声频，例如磁带记录器偏置频率处谱偏斜效应的一些减小。但是即使有减小的谱偏斜效应，图18的实施例仍比其它降噪系统和图10的位形在避免由偏置和其它超声信号造成的跟踪误差上要优越得多。在超声频处降低谱偏斜特性坡度的主要优点在于它增加了解码器稳定性的范围（当编码器是放在一高增益放大器的反馈回路中的典型情况下）。
低水平级312A的高频作用替换子级326A的具有高频限带滤波器和高频谱偏斜两者功能的输入滤波器403A在拉普拉斯域有一大体如下形式的电压传递函数：
V0( S )Vi n( S )=S / 2 π f11 + S / 2 π f1·1 + S / 2 π f21 + ( S /Q · 2 π f3) + ( S / 2 π f3)2]]>
其中f1＝406，f2＝48，000，f3＝13，300，Q＝0.88。
这些网络也能用熟知的运算放大器有源滤波器技术来实现。在扩展器中有互补的结合去倾斜和高频限带输入滤波器网络。（未示出）
低水平和高水平级310A和312A的主路径分别包括各自的抗饱和网络356A和358A。两个网络都提供高频抗饱和作用，高水平级310A的抗饱和网络356A还提供低频抗饱和作用，补充了因把低频谱偏斜网络360A移到边路径造成的抗饱和效应损失。
结合低频和高频抗饱和的网络356A有一整体类带通的特性。低频抗饱和效应由一个具有较高转角频率为150赫，较低转角频率为60赫的单极点斜置特征提供。这些频率比在图14实施例中所用的低频谱偏斜网络340用的要高得多。但是低频谱偏斜网络340（图14）位于压缩器的输入，而抗饱和网络356A（图18）位于主路径，在这里其作用被在边路径的低频固定带来的非衰减低频信号淡化了。具有上述的转角频率，抗饱和网络356A把在压缩器输出361A的整体信号水平减低了和图14实施例中低频谱偏斜网络340减低的大约是同样的量。在比参考水平（对盒式磁带200nWb/m）高5分贝的输入水平，抗饱和网络356A的低频部分把压低器输出的信号水平在50赫处减少了约3分贝，它有效地抵消了麻烦的对盒带I.E.C标准要求的3180微秒低频记录予加重，在较高的水平得到较大的低频抗饱和效应，在较低的水平，效应降低。
在高频级310A的块356A的高频抗饱和效应是由具有凹槽频率为25千赫的高频凹槽特性提供的，而不是用图14实施例的单极点斜置特性。超过25千赫，凹槽滤波器的衰减逐渐降低到零，这通常比图14的斜置特性增加了解码器稳定性的范围（当编码器是置于一个高增益放大器的反馈回路中这种典型情况），产生的在超声频率抗饱和效应量的降低在这种频率下不会引起感觉得到的磁带过载问题，主要是因为用在大多数家用和半专业的磁带记录器中的正常记录放大器位形在这种频率响应极低。而且在低水平级保留了斜置了特性它在这些频率处产生约10分贝的抗饱和效应
抗饱和网络356A在拉普拉斯域有大体上如下形式的电压传递函数：
V0( S )Vi n( S )=2 π f12 π f2·1 + S / 2 π f11 + S / 2 π f2·1 + ( S / Q ·2 π f3) + ( S / 2 π f3)21 + ( 2 S / Q · 2 π f3) + ( S / 2 π f3)2]]>
其中f1＝60，f2＝150，f3＝25，000，Q＝0.707。
抗饱和网络358A在低水平级中提供了高频抗饱和，它和图14实施例的抗饱和网络358相似，是一个单极点斜置网络。但是较低的转角频率已从5千赫移到6千赫。斜置深度实质上不变。抗饱和网络358A在拉普拉斯域有大体上如下形式的电压传递函数：
V0( S )Vi n( S )=1 + S / 2 π f61 + S / 2 π f7]]>
其中f6＝6.000，f7＝17.600。
在扩展器中有互补的抗饱和网络（未示出）。
图19是高水平级310A和低水平级312A的高频作用替换子级324A和326A（图18）的较佳实施例，包括线路的稳态和暂态控制情况。为避免重复，仅讨论图19实施例和图15实施例的不同之处。在图15和19中相应的元件有相关的参考数，图19的参考数是图15相应参考数加上A。
图15的输入带通滤波器403和图19的输入带通滤波器403A间的差别已结合上面的高频谱偏斜描述过了。
仅在高水平级310A（图18）把滤波器461A的转角频率从6千赫转变到8千赫。在低水平级312A（图18）的滤波器461A的转角频率仍保留为6千赫。交替的转角频率改进了在滑带控制线路456A对噪音的灵敏度和高频压缩比间的调和。
图15的固定带控制线路418的限制线路486从图19的实施例中删去了。但是，为防止频带过度滑移在滑带控制线路456A中仍保留了限制线路477A。
因为多种信号压缩器和扩展器有依赖于水平的作用，通常在相对参考水平的水平上确定它们的作用。在本发明者之一（Dolby）所发明的这类装置中的参考水平一般称为“Dolby”水平。下面的电压传递函数方程包括有Vref项，这使得能对任何Dolby水平值计算它们的传递函数。在本说明中其它地方给出的传递函数略去了Vref项，但对1伏均方根的Dolby水平成立。
高水平、高频固定带压缩器在拉普拉斯域中，在相对于参考信号水水平的任意水平下的电压传递函数取如下形式：
V0( S )Vi n( S )=11 + e x p (G1 HV0( S )Vr e f- VO S H)·1 + S / 2 π f21 + S / 2 π f3]]>
其中f2＝固定带斜置滤波器零点频率＝12.800赫
f3＝固定带斜置滤波器极点频率＝3，200赫
G1H＝控制电路增益＝200
Vref＝均方根参考电压水平
VOSH＝控制元件补偿电压＝3.6伏
低水平高频固定带压缩器在拉普拉斯域中，在相对于参考信号水平的任何水平下的电压传递函数取如下形式：
V0( S )Vi n( S )=11 + e x p (G1 LV0( S )Vr e f- VO S H)·1 + S / 2 π f21 + S / 2 π f3]]>
其中f2＝12，800，f3＝3，200，
G1L＝控制线路增益＝663
Vref＝均方根参考电压水平
VOSL＝控制元件补偿电压＝6.0
低水平高频滑带压缩器在拉普拉斯域中，在相对参考信号水平的任何水平下的压传递函数取如下形式：
V0( S )Vi n( S )=( S + 2 π f1) AS C HS + 2 π f1［(G2 HV0( S )Vr e f)N+ 1 ］]]>
其中f1＝200
G2L＝控制路径增益＝1，610
Vref＝均方根参考电压水平
N＝控制元件功率＝1.5
ASCH＝边路径信号增益＝3.05
图20是低频子级328（图18）的较佳实施例，包括线路的低水平高频滑带压缩器在拉普拉斯域中，在相对参考信号水平的任何水平下的电压传递函数取如下形式：
V0( S )Vi n( S )=( S + 2 π f1) AS C LS + 2 π f1［(G2 LV0( S )Vr e f)N+ 1 ］]]>
其中 f1＝200
G2L＝控制路径增益＝4，900
Vref＝均方根参考电压水平
N＝控制元件功率＝1.5
ASCL＝边路径信号增益＝3.4
稳态和暂态控制情况。除下面讨论的两个改变之外，图20实施例与图16实施例相同。在图16和20中的相应元件有相关的参考数，图20的参考数是图16相应的参考数加上A。
图16的输入低通滤波器480和图20的输入带通滤波器490A的差别已结合低频谱偏斜的描述讨论过了。
图16实施例中的限制线路524和加到图10实施例上以限制低频固定带控制信号的二极管522发现是不必要的，因而从图20的实施例中移去了。
低频固定带压缩器在拉普拉斯域中，在相对于参考水平的任何水平下的电压传递函数取如下形式：
V0( S )Vi n( S )=11 + e x p (G1 FV0( S )Vr e f) - VO S F]]>
其中G1F＝控制线路增益＝213
Vref＝均方根参考电压水平
VOSF＝控制元件补偿电压＝6.0
图18、19和20实施例的调制控制信号和图17一样导出，故将不作进一步讨论。
图21是对图18到20的压缩器的计算机模型画出的在不同输入水平下，输出水平对频率的曲线。通过比较高水平和低水平曲线。可以看出抗饱和网络（高水平）和谱偏斜（低水平）对整体特性与水平有关的影响。
图22是对图18到20的压缩器的计算机模型画出的在不同频率下压缩比对输入水平（图22A）或对输出水平（图22B）的曲线。可以看到压缩器在很宽的水平范围内作用，但是在误差最易听到，与水平有关的误差最易发生的高水平（-10分贝及以上），其作用比在误差较不易发生和听出的中等水平（-40分贝到-15分贝之间）要小得多。在如果有作用的话噪音会引起误差的低水平（低于-45分贝）只有很小的作用。
图18-20所示的压缩器及其互补扩展器已在实际上在一组三个线性集成电路中实施了，单芯片实施正在发展中。此外，线路的所有参数以精确的数学术语确定的事实意味着压缩器和扩展器可以有数字化的实施。例如当要记录的信号已以数字形式存在时，这将特别有用。另一个办法是一个模拟信号可以用模拟一数字转换器数字化。数字信号将用一个数字信号处理器来处理。为处理器编程序使它按照这里叙述的数字定义来处理数字信号。最后，数学处理了的（即压缩的）信号将被转换或模拟信号以正常方式记录在磁带上。在重放时，从重放磁头来的信号被放大再转换成数字形式。然后用数字信号处理器进行数学处理以实现要求的扩展特性。可以应用正常的重放平衡于重放放大器中的模拟信号，或在数字信号处理器中作额外的数字信号的数学处理。最后，数字信号再被转换或模拟信号。
因为在发展低价、高质量模拟-数字转换器，数字模拟转换器和数字信号处理芯片上作了大量努力，这种方法最终会比这里所描述的压缩器和扩展的全模拟实施例所用的很复杂的线性集成电路，价格上要便宜。
进一步的可能性是在模拟形式中进行信号处理，而在数字化形式中实现控制线路。