一种断续模式的高功率因数高效率反激变换器的控制方法及其装置.pdf

本发明公开了一种断续模式的高功率因数高效率反激变换器的控制方法及其装置，本发明在传统断续模式的反激功率因数校正变换器的变压器副边串联一个谐振电容和并联一个快恢复二极管，使得谐振电容与变压器副边漏感发生谐振，从而将漏感能量完全吸收利用，极大地提高变换器的工作效率，并减少原边开关管和副边二极管的电压应力。同时，通过对断续模式的次级谐振反激变换器原边开关管的导通占空比进行控制，使开关管的导通占空比在工频周期内随着输入电压和输出电压的变化而变化。本发明可使断续模式的反激功率因数校正变换器在整个输入电压范围内获得高功率因数和高效率。

权利要求书1.  一种断续模式的高功率因数高效率反激变换器的控制装置，其特征在于，反激变换器的控制电路包括：输出电压采样电路；误差放大器电路；PWM脉冲产生电路；占空比运算电路；其中，反激变压器副边串联一个谐振电容Cr和并联一个快恢复二极管D01，谐振电容与变压器副边漏感Llk发生谐振，将漏感中的能量全部吸收利用；PWM脉冲产生电路由比较器和锯齿波发生器组成；误差放大器的负向输入端为由R7和R8分压电阻网络采样的输出电压，误差放大器的正向输入端为基准电压Vref，采样的输出信号与基准电压相比较产生误差放大器的输出信号Vcomp；占空比运算电路的输出VD(t)连接到PWM脉冲产生电路中比较器的负端，锯齿波发生器的输出信号连接到PWM脉冲产生电路中比较器的正端。2.  根据权利要求1所述之断续模式的高功率因数高效率反激变换器的控制装置，其特征在于，所述占空比运算电路的具体结构为：由R1和R2分压电阻网络采样的输入电压连接到运算放大器1；运算放大器1的输出连接到峰值计算网络，峰值计算网络得到的峰值电压连接到运算放大器2；运算放大器1和2的输出分别通过电阻R4和R5连接到运算放大器3的负向输入端；变压器的辅助绕组电压通过二极管整流后连接到运算放大器3的正向输入端；由R7和R8分压电阻网络采样的输出电压连接到误差放大器的负向输入端，误差放大器的正向输入端为基准电压；误差放大器与运算放大器3的输出分别连接到乘法器的两个输入端；三角波发生器和乘法器的输出分别连接到比较器的正负输入端，比较器的输出连接到开关管的驱动端。3.  一种断续模式的高功率因数高效率反激变换器的控制方法，采用权利要求1所述装置，采用占空比运算电路的运算方法实现导通占空比在半个工频周期内随着输入电压和输出电压的变化而变化，从而获得高功率因数，包括如下的处理过程：匝比n的2倍与输出电压Vo相乘后的值2n*Vo，分别减输入电压Vin(t) 的瞬时值和K0倍的输入电压峰值K0*Vm，相减的结果再与D0倍误差放大器的输出电压Vcomp相乘，经过占空比运算电路运算后，断续模式的反激功率因数校正器的原边开关管导通占空比在半个工频周期内随着输入电压和输出电压的变化而变化，从而获得高功率因数；其中匝比n为反激变换器的变压器原边绕组匝数与副边绕组匝数的比值。4.  根据权利要求3所述的断续模式的高功率因数高效率反激变换器的控制方法，其特征在于，匝比n与输出电压Vo相乘后的值n*Vo，亦可通过反激变换器辅助绕组获得，n*Vo＝n*Vcc/nas，其中Vcc为反激变换器的辅助绕组电压，nas为反激变换器辅助绕组与副边绕组匝数的比值。

说明书一种断续模式的高功率因数高效率反激变换器的控制方法及其装置
技术领域
本发明涉及电力控制设备，尤其是一种反激功率因数校正变换器的控制方法及其装置。
背景技术
近年来，电力电子技术迅速发展，作为电力电子领域重要组成部分的电源技术逐渐成为应用和研究的热点。开关电源以其效率高、功率密度高的特点而确立了其在电源领域中的主流地位，但其通过整流器接入电网时会存在一个致命的弱点：功率因数较低(一般仅为0.45～0.75)，且在电网中会产生大量的电流谐波和无功功率而污染电网。抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种：一是被动法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或消除谐波；二是主动法，即设计新一代高性能整流器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低以及功率因数高等特点，即具有功率因数校正功能。开关电源功率因数校正研究的重点主要是功率因数校正电路拓扑的研究和功率因数校正控制集成电路的开发。传统的有源功率因数校正电路一般采用Boost-升压拓扑，这是因为Boost变换器具有控制容易、驱动简单以及功率因数可以接近于1等优点，但是Boost功率因数校正变换器在低输出电压时，其功率因数却很低。在小功率的应用场合中，主要采用Buck-降压拓扑和反激变换器，但是在Buck电路实现PFC时，由于当输入电压低于输出电压时，不传递能量，输入电流为0，交越失真严重；而反激变换器在整个工频周期内都可以传递能量，功率因数和总谐波畸变都优于Buck变换器，因此更加适用于PFC领域当中。反激功率因数校正变换器通常有断续模式和临界连续模式两种工作模式。传统的临界连续模式反激功率因数 校正变换器的控制复杂，且输入电流畸变严重，因此断续模式的反激功率因数校正变换器应用更加广泛。传统的断续模式反激功率因数校正变换器可以自动获得单位功率因数，但是由于其较大的峰值电流，使得原边开关管、副边二极管的导通损耗很大从而影响变换器的效率。传统的断续模式反激功率因数校正变换器的控制方式如图1所示，采用单电压环的控制方法，保持原边开关管占空比恒定，使变换器获得单位功率因数；但由于变压器的漏感吸收一部分能量且不能被利用，导致变换器的工作效率非常低。
发明内容
本发明的目的是提供一种新颖的反激功率因数校正变换器的拓扑及控制方法，采用该拓扑结构和控制方法可使反激功率因数校正变换器获得高功率因数和高效率。
本发明实现其发明目的，所采用的技术方案是一种断续模式的高功率因数高效率反激变换器的控制装置，其具体作法是：
一种断续模式的高功率因数高效率反激变换器的控制装置，反激变换器的控制电路包括输出电压采样电路；误差放大器电路；PWM脉冲产生电路；占空比运算电路；其中，反激变压器副边串联一个谐振电容Cr和并联一个快恢复二极管D01，谐振电容与变压器副边漏感Llk发生谐振，将漏感中的能量全部吸收利用；PWM脉冲产生电路由比较器和锯齿波发生器组成；误差放大器的负向输入端为由R7和R8分压电阻网络采样的输出电压，误差放大器的正向输入端为基准电压Vref，采样的输出信号与基准电压相比较产生误差放大器的输出信号Vcomp；占空比运算电路的输出VD(t)连接到PWM脉冲产生电路中比较器的负端，锯齿波发生器的输出信号连接到PWM脉冲产生电路中比较器的正端。
本发明的另一目的是提供一种断续模式的高功率因数高效率反激变换器 的控制方法，已上述装置为实施硬件，其具体方案为：
一种断续模式的高功率因数高效率反激变换器的控制方法，采用所述装置，采用占空比运算电路的运算方法实现导通占空比在半个工频周期内随着输入电压和输出电压的变化而变化，从而获得高功率因数，包括如下的处理过程：匝比n的2倍与输出电压Vo相乘后的值2n*Vo，分别减输入电压Vin(t)的瞬时值和K0倍的输入电压峰值K0*Vm，相减的结果再与D0倍误差放大器的输出电压Vcomp相乘，经过占空比运算电路运算后，断续模式的反激功率因数校正器的原边开关管导通占空比在半个工频周期内随着输入电压和输出电压的变化而变化，从而获得高功率因数；其中匝比n为反激变换器的变压器原边绕组匝数与副边绕组匝数的比值。
在实际实施中，匝比n与输出电压Vo相乘后的值n*Vo，亦可通过反激变换器辅助绕组获得，n*Vo＝n*Vcc/nas，其中Vcc为反激变换器的辅助绕组电压，nas为反激变换器辅助绕组与副边绕组匝数的比值。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
相对于传统断续模式的反激功率因数校正变换器，采用本发明的断续模式高功率因数高效率反激变换器的拓扑及其控制方式，可以获得较高的工作效率，同时还保留了传统断续模式工作方式的高功率因数和低总谐波畸变的特征。
本发明的另一目的是提供一种实现以上高功率因数和高效率方法的装置。其具体构造采用：
断续模式的高功率因数高效率反激变换器的控制电路包括输出电压采样与误差放大器电路、PWM脉冲产生电路、占空比运算电路以及驱动电路；其中PWM脉冲产生电路由比较器和锯齿波发生器组成；误差放大器的负向输入端为由R7和R8分压电阻网络采样的输出电压，误差放大器的正向输入端为基准电压Vref，采样的输出信号与基准电压相比较产生误差放大器的输出信号 Vcomp；占空比运算电路的输出VD(t)连接到PWM脉冲产生电路中比较器的负端，锯齿波发生器的输出信号连接到PWM脉冲产生电路中比较器的正端；可见，采用以上装置可以方便可靠地实现本发明以上方法。
附图说明
图1为传统断续模式的反激功率因数校正变换器的系统结构框图。
图2为本发明的断续模式的高功率因数高效率反激变换器的系统结构框图。
图3为图2所示电路框图的一个开关周期的工作模态波形图。
图4为本发明实施例子的电路结构示意图。
图5为图1传统断续模式的反激功率因数校正变换器和图2本发明的断续模式的高功率因数高效率反激变换器的输入电流对比仿真波形图。
图6为图1传统断续模式的反激功率因数校正变换器和图2本发明的断续模式的高功率因数高效率反激变换器变压器的原副边电流对比仿真波形图。
图7为图1传统断续模式的反激功率因数校正变换器和图2本发明的断续模式的高功率因数高效率反激变换器变压器的PF值对比。
图8为图1传统断续模式的反激功率因数校正变换器和图2本发明的断续模式的高功率因数高效率反激变换器变压器的效率对比。
具体实施方式
下面通过具体的实例并结合附图对本发明做进一步详细的描述。
图2为本发明的系统结构框图，图4为本发明的一种具体实施方式，断续模式的高功率因数高效率反激变换器的拓扑结构和控制方法。
其连接方式为：由R1和R2分压电阻网络采样的输入电压连接到运算放大器1(电压跟随器)；运算放大器1的输出连接到峰值计算网络，峰值计算网络得到的峰值电压连接到运算放大器2(电压跟随器)；运算放大器1、2的输出分别通过电阻R4和R5连接到运算放大器3的负向输入端；变压器的辅助绕组电压通过二 极管整流后连接到运算放大器3的正向输入端。由R7和R8分压电阻网络采样的输出电压连接到误差放大器的负向输入端，误差放大器的正向输入端为基准电压；误差放大器与运算放大器3的输出分别连接到乘法器的两个输入端；三角波发生器和乘法器的输出分别连接到比较器的正负输入端，比较器的输出连接到开关管的驱动端。
其具体作法是：反激变换器的控制电路包括输出电压采样与误差放大器电路、PWM脉冲产生电路、占空比运算电路以及驱动电路。误差放大器的负向输入端为由R7和R8分压电阻网络采样的输出电压，误差放大器的正向输入端为基准电压Vref，采样的输出信号与基准电压相比较产生误差放大器的输出信号Vcomp。开关管导通占空比运算电路有输入电压Vin(t)、输出电压Vo和误差放大器的输出信号Vcomp三路输入信号，占空比运算电路包括3个运算放大器、1个乘法器和若干电阻网络；整流后的输入电压Vin(t)经过R1、R2分压，再经过由运算放大器1组成的电压跟随器后，得到VA＝K*Vin(t)，K为R1、R2电压网络的分压系数；VA通过峰值计算网络并通过由运算放大器2组成的电压跟随器得到其峰值Vm，采集原边辅助绕组上的电压Vcc代替输出电压Vo，Vcc＝nA*Vo/nS；R4、R5、R6和运算放大器3共同构成加法器，VA、Vm和Vcc同时作为加法器的输入端，通过设定K、R4、R5、R6、nA和nP，使其满足：R6*(1/R4+1/R5+1/R6)＝2*nP/nA，K*R6/R5＝K0，K*R6/R4＝1，nP、nA为变压器原边、辅助边绕组匝数。加法器的输出Vy和Vcomp分别连接到乘法器的输入端，乘法器的输出信号为占空比运算电路的输出信号VD(t)；占空比运算电路的输出VD(t)信号连接到PWM脉冲产生电路中比较器的负端，PWM脉冲产生电路中比较器的正端接入锯齿波发生器的输出信号，当占空比运算电路的输出信号VD(t)大于锯齿波发生器的输出信号时，开关管Q导通；反之，开关管Q关断。反激变换器原边开关管的导通占空比受误差放大器输出电压Vcomp、输入电压Vin(t)和输出电压Vo的控制；设定误差放大器电路的补偿使整个环路的截止频率远小于工频(一般为10～20Hz)，误差放大器输出信号Vcomp在半个工频周期内维持不变。
图5和图6是利用PSIM仿真软件得到的仿真波形。从图5可以看出：传统 断续模式的反激功率因数校正变换器的输入电流自动跟踪输入电压波形，功率因数较高；采用变占空比控制断续模式的高功率因数高效率反激变换器的输入电流也很好地跟踪了输入电压的波形，具有较高的功率因数。从图6可以看出：传统断续模式反激功率因数校正变换器的导通时间不变，即占空比不变；而本发明的断续模式高功率因数高效率反激变换器的占空比实时变化，其值与输入电压瞬时值、输出电压有关。
图7为传统断续模式的反激功率因数校正变换器和本发明的断续模式的高功率因数高效率反激变换器的PF值对比。从图7中可以看出：本发明的变换器基本上保留了传统变换器的高功率因数的特征。
图8传统断续模式的反激功率因数校正变换器和本发明的断续模式的高功率因数高效率反激变换器的效率对比。从图8可以看出：在两种变换器参数完全一样的条件下，本发明的断续模式的高功率因数高效率反激变换器的工作效率相比于传统断续模式的反激功率因数校正变换器得到了极大的提高。