一种应用于原边反馈反激变换器的数字信号采样电路及其控制方法.pdf

一种应用于原边反馈反激变换器的数字信号采样电路极其控制方法，设置包括采样模块和数字控制核心的控制模块，采样模块包括两个比较器、时间计算模块和误差产生电路，两个比较器的正输入端都连接主拓扑中采样电压Vsense，比较器1的负输入端连接固定电压Vr，比较器2的负输入端连接固定电压Vzvs，两个比较器的输出经过时间计算模块产生时间T1和T2，误差产生电路根据时间T1和T2的大小关系得到误差信号数字量e(n),误差信号e(n)和采样电流信号Isense同时输出给数字控制核心，数字控制核心是一个通用的数字负反馈控制模块，输出占空比信号duty连接主拓扑中开关管Q1的栅极。

权利要求书1.  一种应用于原边反馈反激变换器的数字信号采样电路，原边反馈反激变换器的主拓扑包含整流桥、滤波电容C1、电阻R3、变压器T1、续流二极管D1、储能电容C2、电容C3、负载RL、开关管Q1、采样分压电阻R1和R2、二极管D2、电流采样电阻Rsense，其中变压器有三个绕组：原边绕组Np，副边绕组Ns，辅助绕组Naux，辅助绕组和副边绕组的同名端相同，并且和原边绕组同名端相反，电阻R3、电容C3和二极管D2构成RCD电路，保证开关管Q1的安全工作，其特征在于：设置控制模块，控制模块的采样电压输入端Vsense连接分压电阻R1与R2的连接端，控制模块的采样电流输入端Isense连接开关管Q1的源极与电流采样电阻Rsense的连接端，控制模块输出的占空比信号duty连接开关管Q1的栅极；所说控制模块包括采样模块和数字控制核心，采样模块包括比较器1和比较器2以及时间计算模块和误差产生电路，比较器1和比较器2的正输入端都连接采样电压输入Vsense，比较器1的负输入端连接固定电压Vr，该电压Vr由副边绕组Ns与辅助绕组Naux匝数比和采样分压电阻R1、R2决定；比较器2的负输入端连接内部基准给的0电位固定电压Vzvs；比较器1和比较器2的输出信号都输入到时间计算模块，时间计算模块根据比较器1和比较器2的输出信号，应用计数器得到时间T1和T2，时间T1和T2都输入到误差产生电路，误差产生电路根据时间T1和T2的大小关系得到误差信号e(n),当T2＝2*T1时，输出的误差信号e(n)为0；当T2<2*T1时，输出一个正的误差信号e(n)，误差信号e(n)是一个正数字量，它的大小和T2与2*T1的差有关，T2与2*T1的差越大，误差信号e(n)越大；当T2>2*T1时，输出一个负的误差信号e(n)，误差信号e(n)是一个负数字量，它的大小和T2与2*T1的差有关，T2与2*T1的差越大，误差信号e(n)越小；误差信号e(n)和采样电流输入信号Isense为数字控制核心的两个输入信号，数字控制核心是一个通用的数字负反馈控制模块，包括数字补偿器、比较器3和RS触发器，误差信号e(n)经过数字补偿器得到采样电流阈值Ipeak连接到比较器3的负输入端，采样电流信息Isense连接比较器3的正输入端，比较器3的输出连接RS触发器的R端，固定频率的脉冲信号SET连接RS触发器的S端，RS触发器输出占空比信号duty连接开关管Q1的栅极。2.  权利要求1所述的应用于原边反馈反激变换器的数字信号采样电路的控制方法，其特征在于：输入交流电压AC通过整流桥和滤波电容C1连接到变压器的原边绕组，此时变压器原边绕组Np存储能量，开关管Q1关断后，变压器原边绕组Np停止存储能量并且把能量耦合到副边绕组Ns，耦合而来的能量通过续流二极管D1和储能电容C2供给 负载RL消耗，在一个开关周期内，原边反馈反激变换器的输出电压稳定时，AC供给的能量和负载RL消耗的能量是相等的，当原边反馈反激变换器的输出电压偏小时，下一个开关周期，控制模块根据采样而来的采样电压Vsense和采样电流Isense信号，增大开关管Q1导通的时间，使得输出电压恢复到稳定值；当原边反馈反激变换器的输出电压偏大时，下一个开关周期，控制模块根据采样而来的采样电压Vsense和采样电流Isense信号，减少开关管Q1导通的时间，使得原边反馈反激变换器的输出电压恢复到稳定值；具体过程如下：当误差信号e(n)为0时，数字补偿器产生的采样电流阈值Ipeak不变，当误差信号e(n)为负时，数字补偿器产生的采样电流阈值Ipeak减小，当误差信号e(n)为正时，数字补偿器产生的采样电流阈值Ipeak增加，开关管Q1导通时，采样电流Isense增加，当采样电流Isense增加到和采样电流阈值Ipeak相等时，比较器3输出一个高脉冲，使RS触发器复位，信号SET用来置位RS触发器，当输入的误差信号e(n)为0时，占空比信号duty的占空比不变，当输入的误差信号e(n)是小于0时，得到占空比信号duty占空比减小，当输入的误差信号e(n)为正时，得到的占空比信号duty占空比增加，通过这样的负反馈调节使得反激变换器的输出电压稳定。

说明书一种应用于原边反馈反激变换器的数字信号采样电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及数字开关电源，尤其涉及一种应用于原边反馈反激变换器的数字信号采样电路及其控制方法。
背景技术
随着数字技术的发展，数字电源由于其自身的优点，越来越受到重视，在AC-DC和DC-DC开关电源中，越来越多的控制系统采用数字方式实现，相对于模拟控制器，数字控制器有以下优点：数字电源克服现代电源的复杂性，它实现了数字和模拟技术的融合，提供了很强的适应性与灵活性，具备直接监视、处理并适应系统条件的能力，能够满足几乎任何电源要求。数字电源还可通过远程诊断以确保持续的系统可靠性，实现故障管理、过电压(流)保护、自动冗余等功能。由于数字电源的集成度很高，系统的复杂性并不随功能的增加而增加过多，外围器件很少，减少了占板面积，简化了设计制造流程，同时，数字电源的自动诊断、调节的能力使调试和维护工作变得轻松，另外数字电源管理芯片易于在多相以及同步信号下进行多相式并联应用，可扩展性与重复性优秀，轻松实现负载均流，减少EMI，并简化滤波电路设计。正是由于这些优点，数字电源才会变成未来开关电源的发展趋势。
数字采样技术对于推动数字电源的发展有着不可替代的作用，传统的数字信号采样是在电源芯片内部集成一个ADC采样电路，通过这样的技术固然能够获得准确的数字信号，但是集成一个ADC电路不但加大了芯片的面积，提高了成本，更主要的是提高了芯片自身的功耗。为了解决这样的问题，IWATT公司提出了一种比较经典的拐点采样算法，如图1所示，在这个算法中，只需要两个DAC电路和几个比较器电路，就能准确得到输出电压的数字化信息，应用IWATT公司的这个算法，相对于传统的ADC采样，大大减小了芯片的面积和功耗。但是两个DAC电路和几个比较器也占据了芯片的一部分面积，对芯片的面积和功耗还是会产生一定的影响。
发明内容
为克服现有技术的局限和不足，本发明提供一种用于原边反馈反激变换器的数字信号采样算法。
本发明采用以下技术方案：一种应用于原边反馈反激变换器的数字信号采样电路，原边反馈反激变换器的主拓扑包含整流桥、滤波电容C1、电阻R3、变压器T1、续流二极管D1、储能电容C2、电容C3、负载RL、开关管Q1、采样分压电阻R1和R2、二极管 D2、电流采样电阻Rsense，其中变压器有三个绕组：原边绕组Np，副边绕组Ns，辅助绕组Naux，辅助绕组和副边绕组的同名端相同，并且和原边绕组同名端相反，电阻R3、电容C3和二极管D2构成RCD电路，保证开关管Q1的安全工作，其特征在于：
设置控制模块，控制模块的采样电压输入端Vsense连接分压电阻R1与R2的连接端，控制模块的采样电流输入端Isense连接开关管Q1的源极与电流采样电阻Rsense的连接端，控制模块输出的占空比信号duty连接开关管Q1的栅极；
所说控制模块包括采样模块和数字控制核心，采样模块包括比较器1和比较器2以及时间计算模块和误差产生电路，比较器1和比较器2的正输入端都连接采样电压输入Vsense，比较器1的负输入端连接固定电压Vr，该电压Vr由副边绕组Ns与辅助绕组Naux匝数比和采样分压电阻R1、R2决定；比较器2的负输入端连接内部基准给的0电位固定电压Vzvs；比较器1和比较器2的输出信号都输入到时间计算模块，时间计算模块根据比较器1和比较器2的输出信号，应用计数器得到时间T1和T2，时间T1和T2都输入到误差产生电路，误差产生电路根据时间T1和T2的大小关系得到误差信号e(n),当T2＝2*T1时，输出的误差信号e(n)为0；当T2<2*T1时，输出一个正的误差信号e(n)，误差信号e(n)是一个正数字量，它的大小和T2与2*T1的差有关，T2与2*T1的差越大，误差信号e(n)越大；当T2>2*T1时，输出一个负的误差信号e(n)，误差信号e(n)是一个负数字量，它的大小和T2与2*T1的差有关，T2与2*T1的差越大，误差信号e(n)越小；
误差信号e(n)和采样电流输入信号Isense为数字控制核心的两个输入信号，数字控制核心是一个通用的数字负反馈控制模块，包括数字补偿器、比较器3和RS触发器，误差信号e(n)经过数字补偿器得到采样电流阈值Ipeak连接到比较器3的负输入端，采样电流信息Isense连接比较器3的正输入端，比较器3的输出连接RS触发器的R端，固定频率的脉冲信号SET连接RS触发器的S端，RS触发器输出占空比信号duty连接开关管Q1的栅极。
上述应用于原边反馈反激变换器的数字信号采样电路的控制方法，其特征在于：输入交流电压AC通过整流桥和滤波电容C1连接到变压器的原边绕组，此时变压器原边绕组Np存储能量，开关管Q1关断后，变压器原边绕组Np停止存储能量并且把能量耦合到副边绕组Ns，耦合而来的能量通过续流二极管D1和储能电容C2供给负载RL消耗，在一个开关周期内，原边反馈反激变换器的输出电压稳定时，AC供给的能量和负载RL消耗的能量是相等的，当原边反馈反激变换器的输出电压偏小时，下一个开关周期，控制模块根据采样而来的采样电压Vsense和采样电流Isense信号，增大开关管Q1导通的时间， 使得输出电压恢复到稳定值；当原边反馈反激变换器的输出电压偏大时，下一个开关周期，控制模块根据采样而来的采样电压Vsense和采样电流Isense信号，减少开关管Q1导通的时间，使得原边反馈反激变换器的输出电压恢复到稳定值；
具体过程如下：当误差信号e(n)为0时，数字补偿器产生的采样电流阈值Ipeak不变，当误差信号e(n)为负时，数字补偿器产生的采样电流阈值Ipeak减小，当误差信号e(n)为正时，数字补偿器产生的采样电流阈值Ipeak增加，开关管Q1导通时，采样电流Isense增加，当采样电流Isense增加到和采样电流阈值Ipeak相等时，比较器3输出一个高脉冲，使RS触发器复位，信号SET用来置位RS触发器，当输入的误差信号e(n)为0时，占空比信号duty的占空比不变，当输入的误差信号e(n)是小于0时，得到占空比信号duty占空比减小，当输入的误差信号e(n)为正时，得到的占空比信号duty占空比增加，通过这样的负反馈调节使得反激变换器的输出电压稳定。
本发明的优点及显著效果：
1、本发明省去了采样所需的模数转换电路(ADC)和数模转换电路(DAC)，为芯片节省了面积和功耗。
2、本发明可以根据T1和T2的具体大小定量调节误差产生电路产生的误差信号数字量的大小，很好的提高了控制精度。
附图说明
图1是IWATT公司采样算法结构图；
图2是本发明整体结构简化图；
图3是控制模块内部结构图；
图4是输出电压稳定时相关波形图；
图5是输出电压偏大时相关波形图；
图6是输出电压偏小时相关波形图；
图7是输出电压很小是相关波形图。
图8是数字控制核心内部结构图。
具体实施方式
参看图2，现有原边反馈反激变换器的主拓扑包含整流桥、滤波电容C1、电阻R3、变压器T1、续流二极管D1、储能电容C2、电容C3、负载RL、开关管Q1、分压电阻R1和R2、二极管D2、电流采样电阻Rsense，其中变压器有三个绕组：原边绕组Np，副边绕组Ns，辅助绕组Naux，辅助绕组和副边绕组的同名端相同，并且和原边绕组同名端相 反，电阻R3、电容C3和二极管D2构成RCD电路，保证开关管Q1的安全工作。本发明设置控制模块的占空比输出端duty连接开关管Q1的栅极，控制模块的采样电压Vsense端连接分压电阻R2与的R1的连接端，控制模块的采样电流Isense端连接电流采样电阻Rsense的非接地端。开关管Q1导通时，输入交流电压AC通过整流桥和滤波电容C1连接到变压器的原边绕组，此时变压器原边绕组Np存储能量，开关管Q1关断后，变压器原边绕组Np停止存储能量并且把能量耦合到副边绕组Ns，耦合而来的能量通过续流二极管D1和储能电容C2供给负载RL消耗，在一个开关周期内，原边反馈反激变换器的输出电压稳定时，AC供给的能量和负载RL消耗的能量应该是相等的，当原边反馈反激变换器的输出电压偏小时，下一个开关周期，控制模块会根据采样而来的Vsense和Isense信号增大开关导通的时间，使得输出电压恢复到稳定值，当原边反馈反激变换器的输出电压偏大时，下一个开关周期，控制模块会根据采样而来的Vsense和Isense信号减少开关导通的时间，使得输出电压恢复到稳定值。
参看图3，控制模块包括采样模块和数字控制核心，采样模块包括两个比较器、一个时间计算模块和一个误差信号产生电路。两个比较器1和2的正输入端口连接原边反馈反激变换器的辅助绕组采样信号，比较器1的负输入端连接固定电压Vr，比较器2的负输入端连接固定电压Vzvs，其中固定电压Vr的大小和原边反馈反激变换器的输出电压成比例关系，比例系数是由原边反馈反激变换器的系统参数决定，固定电压Vzvs是一个接近于0点位的电压。比较器1和比较器2的输出经过时间计算模块运算，应用计数器得到时间T1和T2，其中T1代表comp2为高电平且comp1为低电平脉冲维持时间，T2代表comp2由高电平变为低电平后的第一个低电平脉冲维持时间，T1和T2都输入到误差产生电路，误差产生电路根据时间T1和T2的大小关系得到误差信号e(n),当T2＝2*T1时，输出的误差信号e(n)为0，当T2<2*T1时，输出一个正的误差信号e(n)，误差信号e(n)是一个正数字量，它的大小和T2与2*T1的差有关，T2与2*T1的差越大，误差信号e(n)越大，当T2>2*T1时，输出一个负的误差信号e(n)，误差信号e(n)是一个负数字量，它的大小和T2与2*T1的差有关，T2与2*T1的差越大，误差信号e(n)越小。
误差信号e(n)和采样电流输入信号Isense为数字控制核心的两个输入信号，数字控制核心是一个通用的数字负反馈控制模块，如图8所示，包括数字补偿器、比较器3和RS触发器，误差信号e(n)经过数字补偿器得到采样电流阈值Ipeak连接到比较器3的负输入端，采样电流信息Isense连接比较器3的正输入端，比较器3的输出连接RS触发器的R端，固定频率的脉冲信号SET连接RS触发器的S端，RS触发器输出占空比信号duty连 接开关管Q1的栅极。输入的误差信号e(n)为0时，数字补偿器产生的Ipeak不变，占空比信号duty的占空比不变，当输入的误差信号e(n)是小于0时，数字补偿器产生的Ipeak减小，得到占空比信号duty占空比减小，当输入的误差信号e(n)为正时，数字补偿器产生的Ipeak增加，得到的占空比信号duty占空比增加。开关导通时，Isense增加，当Isense增加到和Ipeak相等时，比较器3输出一个高脉冲，使RS触发器复位，信号SET是一个固定频率的脉冲信号，接到RS触发器的S端，用来置位RS触发器，通过如图所示的负反馈调节，就可以实现输出电压的稳定。
参看图4-7，根据原边反馈反激变换器的辅助绕组采样信号波形特性，开关导通时，信号是一个很小的负电压，开关断开后，信号迅速上升到一个比较高的电压值，并且在开关断开后一段时间内，信号会产生一个衰减的振荡，然后信号会以一个很小的斜率下降，当原边反馈反激变换器的续流二极管电流下降到0时，此时称信号处于A点，信号的电压值能够准确反映原边反馈反激变换器的输出电压值并且成比例关系，比例系数和Vr与原边反馈反激变换器输出电压的比例系数相同，之后，信号会以一个固定的振荡周期衰减。通过比较器2的输出波形comp2，时间计算模块可以计算得到比较器2输出波形comp2在开关关断后第一个低电平脉冲的宽度T2，通过比较器1的输出波形comp1和比较器2的输出波形comp2进行与运算，时间计算模块可以得到比较器2的输出波形和比较器1输出波形在开关关断后第一个高电平脉冲时间宽度之差T1，如果电压Vr与原边反馈反激变换器辅助绕组采样信号相交与A点，应有T2＝2*T1，此时说明原边反馈反激变换器的输出电压处于稳定状态，误差产生电路输出一个为0的误差信号e(n)。如果电压Vr与原边反馈反激变换器辅助绕组采样信号相交与A点之上，即T2<2*T1，此时说明原边反馈反激变换器的输出电压处于偏小状态，此时误差产生电路产生一个正数字量的误差信号e(n)，误差信号的大小根据T1和T2的具体大小决定，如果T2比两倍的T1小的多，那么误差信号是一个比较大的正数字量，否则误差信号可以是个比较小的正数字量。如果电压Vr与原边反馈反激变换器辅助绕组采样信号相交与A点之下，即T2>2*T1，此时说明原边反馈反激变换器的输出电压处于偏大状态，此时误差产生电路产生一个负数字量的误差信号，误差信号绝对值的大小根据T1和T2的具体大小决定，如果T2比两倍的T1大的多，那么误差信号绝对值是一个比较大的数字量，否则误差信号绝对值可以是个比较小的数字量。数字控制核心根据误差信号产生电路输入的误差信号和其它控制量来进行调节，输占空比信号，调整原边反馈反激变换器的输出电压。
参看图4，当原边反馈反激变换器输出电压稳定时，采样信号Vsense与固定电压Vr 会相交于A点，A点表示此时原边反馈反激变换器续流二极管D1电流降为0的时刻，此时Vsense的电压值和原边反馈反激变换器输出电压成比例关系，比例系数是由原边反馈反激变换器的系统参数决定，主要由副边绕组Ns与辅助绕组Naux匝数比和采样电阻R1、R2决定。固定电压Vr和Vsense通过比较器1得到波形comp1，固定电压Vzvs和Vsense相交于E和F,固定电压Vzvs和Vsense通过比较器2得到波形comp2。时间计算模块通过计算E和F两点之间的时间宽度得到时间T2，时间计算模块根据A和E之间的时间宽度得到时间T1，时间T1和T2输入到误差产生电路。此时T2和T1满足关系T2＝2*T1，误差产生电路会输出一个值为0的误差信号e(n)。
参看图5，当原边反馈反激变换器输出电压偏大时，采样信号Vsense与固定电压Vr会相交于A点之下B点，A点表示此时原边反馈反激变换器续流二极管D1电流降为0的时刻，此时Vsense的电压值和原边反馈反激变换器输出电压成比例关系，比例系数是由原边反馈反激变换器的系统参数决定，主要由副边绕组Ns与辅助绕组Naux匝数比和采样电阻R1、R2决定。固定电压Vr和Vsense通过比较器1得到波形comp1，固定电压Vzvs和Vsense相交于E和F,固定电压Vzvs和Vsense通过比较器2得到波形comp2。时间计算模块通过计算E和F两点之间的时间宽度得到时间T2，时间计算模块根据B和E之间的时间宽度得到时间T1，时间T1和T2输入到误差产生电路，此时T2和T1满足关系T2>2*T1，误差产生电路会输出一个值为负数字量的误差信号e(n)，误差信号e(n)的大小由T2和2*T1的具体量化关系决定，如果T2比两倍的T1大的多，那么误差信号e(n)绝对值是一个比较大的数字量，否则误差信号e(n)绝对值可以是个比较小的数字量。
参看图6，当原边反馈反激变换器输出电压偏小时，采样信号Vsense与固定电压Vr会相交于A点之上C点，A点表示此时原边反馈反激变换器续流二极管D1电流降为0的时刻，此时Vsense的电压值和原边反馈反激变换器输出电压成比例关系，比例系数是由原边反馈反激变换器的系统参数决定，主要由副边绕组Ns与辅助绕组Naux匝数比和采样电阻R1、R2决定。固定电压Vr和Vsense通过比较器1得到波形comp1，固定电压Vzvs和Vsense相交于E和F,固定电压Vzvs和Vsense通过比较器2得到波形comp2。时间计算模块通过计算E和F两点之间的时间宽度得到时间T2，时间计算模块根据B和E之间的时间宽度得到时间T1，时间T1和T2输入到误差产生电路，此时T2和T1满足关系T2<2*T1，误差产生电路会输出一个值为正数字量的误差信号e(n)，误差信号e(n)的大小由T2和2*T1的具体量化关系决定，如果T2比两倍的T1小的多，那么误差信号e(n)是一个比较大的数字量，否则误差信号e(n)可以是个比较小的数字量。
参看图7，当原边反馈反激变换器输出电压很小时，采样信号Vsense与固定电压Vr会没有交点，固定电压Vr和Vsense通过比较器1得到波形comp1，固定电压Vzvs和Vsense通过比较器2得到波形comp2,E、F是固定电压Vzvs和Vsense的交点。时间计算模块可以通过波形comp2得到时间T2。由于采样信号Vsense与固定电压Vr没有交点，此时误差产生电路产生一个正数字量的误差信号e(n),并且此时e(n)的值比较大，具体大小与原边反馈反激变换器的具体参数相关。