供多相DCDC转换器使用的超常失衡（WOB）电流校正.pdf

本文中所提供的是监视多相DC-DC转换器内的超常失衡(WOB)状况、并取决于所检测到的WOB状况调节通过所述DC-DC转换器的通道的电流之间的平衡的电路、系统和方法。

权利要求书1.  一种供多相DC-DC转换器使用的方法，所述多相DC-DC转换器包 括 脉宽调制器，其适于输出具有彼此不同相位的N个脉宽调制信号，其 中N≥2， N个通道，每一个通道都包括具有输入和输出的驱动器MOSFET级， 以及具有取决于所述驱动器MOSFET级的输出被驱动的端子的电感器， 所述方法包括： 监视所述多相DC-DC转换器内的一个或多个WOB状况； 当未检测到WOB状况时，将所述N个脉宽调制信号的各个的脉冲提 供给所述N个通道的相应一个；以及 响应于检测到的WOB状况，选择性地不将所述N个脉宽调制信号的 至少一个的一个或多个脉冲提供给所述N个通道的所述相应一个，由此调 节通过所述N个通道的电流之间的平衡。 2.  如权利要求1所述的方法，其特征在于，监视所述多相DC-DC转换 器内的WOB状况包括：检测当通过所述N个通道中一个的电流比通过所 述N个通道中另一个的电流大了超过预定偏置电流时的WOB状况。 3.  如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，N等于2。 4.  如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，N大于2。 5.  一种适于校正超常失衡(WOB)状况的多相DC-DC转换器，所述 多相DC-DC转换器包括 脉宽调制器，其适于输出具有彼此不同相位的N个脉宽调制信号，其 中N≥2， N个通道，每一个通道都包括具有输入和输出的驱动器MOSFET级， 以及具有取决于所述驱动器MOSFET级的输出被驱动的端子的电感器， WOB再平衡器，其适于： 监视所述多相DC-DC转换器内的一个或多个WOB状况； 当未检测到WOB状况时，将所述N个脉宽调制信号的各个的脉冲提 供给所述N个通道的相应一个；以及 响应于检测到的WOB状况，选择性地不将所述N个脉宽调制信号的 至少一个的一个或多个脉冲提供给所述N个通道的所述相应一个，由此调 节通过所述N个通道的电流之间的平衡。 6.  如权利要求5所述的多相DC-DC转换器，其特征在于，所述WOB 再平衡器适于：检测当通过所述N个通道中一个的电流比通过所述N个通 道中另一个的电流大了超过预定偏置电流时的WOB状况。 7.  如权利要求5或6所述的多相DC-DC转换器，其特征在于，N等于 2。 8.  如权利要求5或6所述的多相DC-DC转换器，其特征在于，N大于 2。 9.  一种系统，包括： 多相DC-DC转换器，其适于将第一DC电压(V输入)转换成第二DC 电压(V输出)，其中所述多相DC-DC转换器包括 脉宽调制器，适于输出具有彼此不同相位的N个脉宽调制信号，其 中N≥2， N个通道，每一个通道都包括具有输入和输出的驱动器MOSFET级 以及具有取决于所述驱动器MOSFET级的输出被驱动的端子的电感器， WOB再平衡器，其适于 监视所述多相DC-DC转换器内的一个或多个WOB状况； 当未检测到WOB状况时，将所述N个脉宽调制信号的各个的脉 冲提供给所述N个通道的相应一个；以及 响应于检测到的WOB状况，选择性地不将所述N个脉宽调制信 号的至少一个的脉冲提供给所述N个通道的所述相应一个，由此调节通过 所述N个通道的电流之间的平衡； AC/DC电源，其适于产生所述第一DC电压(V输入)，其中所述第一 DC电压(V输入)用于向所述N个通道的驱动器MOSFET级供电；以及 处理单元，其适于由所述多相DC-DC转换器所产生的所述第二DC电 压(V输出)供电。 10.  如权利要求9所述的系统，其特征在于，所述多相DC-DC转换 器内的所述WOB再平衡器适于：检测当通过所述N个通道中一个的电流 比通过所述N个通道中另一个的电流大了超过预定偏置电流时的WOB状 况。 11.  如权利要求9或10所述的系统，其特征在于，N等于2。 12.  如权利要求9或10所述的系统，其特征在于，N大于2。

说明书供多相DC-DC转换器使用的超常失衡（WOB）电流校正
本申请是申请日为2010年6月17日、申请号为“201010213415.9”、发 明名称为“供多相DC-DC转换器使用的超常失衡(WOB)电流校正”的发 明专利申请的分案申请。
优先权
本申请要求以下美国专利申请的优先权：
·迪莫塞·马海尔(Timothy Maher)于2010年1月21日提交的题为 “WAY OUT OF BALANCE(WOB)CURRENT CORRECTION FOR USE  WITH A MULTI-PHASE DC-DC CONVERTER”(供多相DC-DC转换器使 用的超常失衡(WOB)电流校正)的美国专利申请No.12/691,438(律师 案卷号No.ELAN-01233US1)；
·迪莫塞·马海尔于2010年1月21日提交的题为“COMPONENT  FAULT DETECTION FOR USE WITH A MULTI-PHASE DC-DC  CONVERTER”(供多相DC-DC转换器使用的组件故障检测)的美国专利 申请No.12/691,589(律师案卷号No.ELAN-01234US1)；
·迪莫塞·马海尔于2009年6月16日提交的题为“TWO-PHASE WAY  OUT OF BALANCE(WOB)CURRENT CORRECTION FOR USE WITH A  TWO-PHASE DC-DC CONVERTER”(供两相DC-DC转换器使用的两相 超常失衡(WOB)电流校正)的美国临时专利申请No.61/187,598(律师 案卷号No.ELAN-01233US0)；以及
·迪莫塞·马海尔于2009年6月16日提交的题为“SOFT START(SS) FAULT DETECTOR FOR USE WITH A TWO-PHASE DC-DC  CONVERTER”(供两相DC-DC转换器使用的软启动(SS)故障检测器) 的美国临时专利申请No.61/187,607(律师案卷号No.ELAN-01234US0)， 所有这些专利申请通过引用结合于此。
技术领域
本发明诸实施例一般涉及多相DC-DC转换器、供多相DC-DC转换器 使用的方法、以及供多相DC-DC转换器使用的超常失衡(WOB)再平衡 器。
背景技术
DC-DC转换器一般将直流电从第一电压电平和电流电平转换成第二电 压和电流电平。例如，降压DC-DC转换器可将10Amps下12V的电压输入 (V输入)转换成100Amps下约1.2V的电压输出(V输出)。作为一更具体 的示例，两相DC-DC转换器可包括脉宽调制器(也简称为调制器)，其包 括第一脉宽调制输出(PWM1输出)和第二PWM输出(PWM2输出)。PWM1 输出和PWM2输出处输出的信号，也称为PWM1输出信号和PWM2输出信号，异 相180°。换言之，PWM2输出信号落后(或领先)于PWM1输出信号180°。
常规地，PWM1输出和PWM2输出所输出的这些异相180°的信号直接驱动 一对驱动器-MOSFET级，它们可被称为DrMOS1和DrMOS2。DrMOS1可 被视为是两相DC-DC转换器的第一通道的一部分，而DrMOS2可被视为 是两相DC-DC转换器的第二通道的一部分。
该DC-DC转换器所输出的电压电平优选地是具有相对严格容限(例如 ±1％)的经调节的电压电平。另外，优选该两相DC-DC转换器的两个通道 一般是平衡的，即每个通道一般大致处理相同量的功率和电流，从而这两 个通道之一不因处理太多功率和电流而受损。然而，高频负载瞬变事件会 不合需要地影响通道之间的这一平衡，从而不利地影响两相DC-DC转换器 所产生的电压、并且可能损坏DC-DC转换器内的组件。当例如与DC-DC 转换器的电压输出连接的一个或多个负载(例如CPU)在先前掉电之后上 电、或者在相对高频的情况下在高功率工作状态(例如以最大时钟频率工 作)与低功率工作状态(例如休眠模式或待机模式)之间交替(但不限于 此)时，这些高频负载瞬变状况可发生。
DC-DC转换器可经历故障，例如因为感应器和/或驱动器-MOSFET级 或其一部分缺失、失效、连接不正确、或变得断开。这些故障如果不正确 处理会导致对DC-DC转换器以及DC-DC转换器连接在其中的更大电路的 损坏。
发明内容
本发明的具体实施例涉及供多相DC-DC转换器使用的超常失衡 (WOB)再平衡器。这种多相DC-DC转换器可以是例如包括脉宽调制器 的两相DC-DC转换器，该脉宽调制器输出第一脉宽调制信号(PWM1输出) 和与第一脉宽调制信号(PWM1输出)基本上异相180°的第二脉宽调制信号 (PWM2输出)。该DC-DC转换器还可包括第一和第二驱动器MOSFET级 (DrMOS1和DrMOS2)，且每个DrMOS级都具有一个输入和一个输出。 例如，每个DrMOS级都可包括一个驱动器和一对功率场效应晶体管(FET)。 此外，该DC-DC转换器可包括第一电感器(L1)和第二电感器(L2)，该 第一电感器(L1)具有取决于第一驱动器MOSFET级(DrMOS1)的输出 驱动的一个端子，而第二电感器(L2)具有取决于第二驱动器MOSFET级 (DrMOS2)的输出驱动的一个端子。根据一实施例，WOB再平衡器包括 WOB检测器和脉冲路径导向器。WOB检测器适于检测DC-DC转换器内的 WOB状况。脉冲路径导向器适于取决于来自WOB检测器的反馈调节通过 第一通道的电流与通过第二通道的电流之间的平衡。如果多相DC-DC转换 器包括两个以上通道，例如它是三相DC-DC转换器，则脉冲路径导向器可 调节两个以上通道之间的平衡。
根据一实施例，WOB检测器适于检测在指示通过第一通道的电流的第 一电流(IL1)比指示通过第二通道的电流的第二电流(IL2)大了超过预 定偏置电流时的第一WAB状况。另外，WOB检测器适于检测在指示通过 第二通道的电流的第二电流(IL2)比指示通过第一通道的电流的第一电流 (IL1)大了超过预定偏置电流时的第二WAB状况。
根据一实施例，脉冲路径导向器适于从脉宽调制器接收第一和第二脉 宽调制信号(PWM1输出和PWM2输出)，并且取决于来自WOB检测器的反 馈选择性地向第一和第二驱动器MOSFET级(DrMOS1和DrMOS2)的输 入提供第一和第二脉宽调制信号(PWM1输出和PWM2输出)的脉冲，以调节 通过第一通道的电流与通过第二通道的电流之间的平衡。例如，脉冲路径 导向器可选择性地向第一驱动器MOSFET级(DrMOS1)的输入或第二驱 动器MOSFET级(DrMOS2)的输入提供第一脉宽调制信号(PWM1输出) 的各个脉冲，且可选择性地向第一驱动器MOSFET级(DrMOS1)的输入 或第二驱动器MOSFET级(DrMOS2)的输入提供第二脉宽调制信号(PWM2 输出)的各个脉冲。或者，脉冲路径导向器可适于在向第一和第二驱动器 MOSFET级(DrMOS1和DrMOS2)的输入提供第一和第二脉宽调制信号 (PWM1输出和PWM2输出)之前交换由脉宽调制器输出的第一和第二脉宽调 制信号(PWM1输出和PWM2输出)的相位，以调节通过第一通道和第二通道 的电流之间的平衡。
本发明的各个实施例还涉及包括WOB再平衡器的多相DC-DC转换 器。
本发明的具体实施例还涉及供诸如上述两相DC-DC转换器的多相 DC-DC转换器使用的方法。根据一实施例，一种方法包括：监视多相DC-DC 转换器内的WOB状况；以及取决于所检测到的WOB状况调节通过DC-DC 转换器的多个通道的电流之间的平衡。
根据一实施例，监视WOB状况可包括检测在指示通过第一通道的电流 的第一电流(例如IL1)比指示通过第二通道的电流的第二电流(例如IL2) 大了超过预定偏置电流时的第一WAB状况。另外，监视WOB状况可包括 检测在指示通过第二通道的电流的第二电流(例如IL2)比指示通过第一通 道的电流的第一电流(例如IL1)大了超过预定偏置电流时的第二WAB状 况。
根据一实施例，取决于检测到的WOB状况调节平衡可包括取决于检测 到的WOB状况选择性地向第一和第二驱动器MOSFET级(DrMOS1和 DrMOS2)的输入提供第一和第二脉宽调制信号(PWM1输出和PWM2输出) 的脉冲。这可包括选择性地向第一驱动器MOSFET级(DrMOS1)的输入 或或第二驱动器MOSFET级(DrMOS2)的输入提供第一脉宽调制信号 (PWM1输出)的各个脉冲，且选择性地向第一驱动器MOSFET级(DrMOS1) 的输入或第二驱动器MOSFET级(DrMOS2)的输入提供第二脉宽调制信 号(PWM2输出)的各个脉冲。根据一替代实施例，取决于检测到的WOB 状况调节平衡可包括在向第一和第二驱动器MOSFET级(DrMOS1和 DrMOS2)提供第一和第二脉宽调制信号(PWM1输出和PWM2输出)之前交 换由脉宽调制器输出的第一和第二脉宽调制信号(PWM1输出和PWM2输出) 的相位。
本发明内容并不旨在归纳本发明的所有实施例。本发明诸实施例的其 它和替代实施例、以及各个特征、方面和优点将从以下阐述的详细描述、 附图和权利要求中变得更加显而易见。
附图说明
图1A示出根据本发明一实施例的包括WOB再平衡器的两相DC-DC 转换器。
图1B示出根据本发明一具体实施例的图1A的两相DC-DC转换器和 WOB再平衡器的附加细节。
图1C和1D示出图1A和1B中所示的驱动器MOSFET级的示例性附 加细节。
图2示出根据一实施例的用以实现图1A中介绍的脉冲路径导向器的电 路系统。
图3示出根据本发明一实施例的组件故障检测器。
图4A示出常规DC-DC转换器的模拟结果，其示出在约220us和280us IL1和IL2失衡至可视为超常失衡(WOB)的点，这是因引入了模拟高频 负载瞬变而引起的。
图4B示出根据本发明一实施例的在引入相同的模拟高频负载瞬变的 情况下实现再平衡的DC-DC转换器的模拟结果。
图5(包括5A、5B、5C、5D、5E、5F、5G、5H和5J)示出模拟波形 图，其用来示出可如何利用图1A和1B的实施例将多个相位从一个通道移 至另一个通道以平衡两相DC-DC转换器的两个通道的细节。
图6(包括6A、6B、6C、6D、6E、6F、6G、6H和6J)与图5相似， 但仅有一个脉冲从PWM2输出移至PWM1，且没有脉冲被从PWM1输出移至 PWM2。
图7(包括7A、7B、7C、7D、7E、7F、7G、7H和7J)与图5和图6 相似，但模拟中施加了更激烈的高频负载瞬变，这导致多得多的脉冲从 PWM1输出移至PWM2，并从PWM2输出移至PWM1。
图8(包括8A、8B、8C、8D、8E、8F、8G、8H和8J)和图9(包括 9A、9B、9C、9D、9E、9F、9G、9H和9J)针对不同的模拟响应与图5-7 相似。
图10(包括10A、10B和10C)和图11(包括11A、11B、11C、11D、 11E和11F)示出图1A和1B的电感器L1在200us断开时的模拟。
图12是用于归纳可用来再平衡通过多相DC-DC转换器的电流的本发 明的各个方法的高级流程图。
图13是用于归纳可用来检测多相DC-DC转换器内的组件故障的本发 明的各个方法的高级流程图。
图14是实现本发明诸实施例的一示例性系统的框图。
具体实施方式
图1A示出根据本发明一实施例的两相DC-DC转换器100。参照图1A， 两相DC-DC转换器100包括脉宽调制器102(还简称为调制器)，其包括 第一脉宽调制输出(PWM1输出)和第二PWM输出(PWM2输出)。PWM1 输出和PWM2输出处输出的信号，也可称为PWM1输出信号和PWM2输出信号， 基本上异相180°。换言之，PWM2输出信号落后(或领先)于PWM1输出信号 基本上180°。在图1A中示出的还有组件故障检测器120，其在以下参照图 3和12更详细地描述。
两相DC-DC转换器100还包括示为DrMOS1和DrMOS2的一对驱动 器-MOSFET级106_1和106_2。在一实施例中，每个DrMOS能用作具有 低输出阻抗的电平移位器。例如，每个DrMOS可连接在12V电轨和接地 (gnd)之间，可在其输入端接收在0与5V之间变化的逻辑电平PWM信 号，且可输出具有(与在其输入处接收的PWM信号)基本上相同的脉宽 和占空比但在0与V输入(例如12V)之间变化的PWM信号。为此，每个 DrMOS级106可包括例如如图1C所示的驱动器电路系统和一对功率场效 应晶体管(FET)。或者，每个DrMOS级106可包括例如如1D所示的驱 动器电路系统、单个功率FET、以及二极管。其它DrMOS级配置也是可能 的，且在本发明的范围内。
输入至DrMOS1的信号将被称为PWM1，而输入至DrMOS2的信号将 被称为PWM2。DrMOS1响应于输入至DrMOS1的相对低功率PWM1方 波信号产生相对高功率的方波信号。同样，DrMOS2响应于输入至DrMOS1 的相对低功率PWM2方波产生相对高功率的方波信号。常规地，PWM1与 PWM1输出信号相同，而PWM2与PWM2输出信号相同。
DrMOS1106_1和DrMOS2106_2的方波输出被分别提供给电感器L1 和L2的一侧(即，一端)。当两个通道完全匹配和平衡时，通过电感器 L1和L2的电流是异相180°且振幅相等的锯齿形信号。为了感测通过电感 器的电流，极低电阻(例如1mΩ)电阻器R1和R2能被连接至电感器L1 和L2的另一侧(即，端)(且电阻器R1和R2的另一侧/端是提供两相DC-DC 转换器的输出电压V输出1和V输出2的输出端子)。可使用用于允许感测通过 两个电感器L1和L2(或更一般地两个通道)的电流的替换电路系统。例 如，替代如图1所示地将R1和R2与L1和L2串联连接，电感器本身的直 流电阻(DCR)可用于感测电感器电流，或者电阻器R1和R2可与L1和 L2并联连接以提取各个电感器中的串联电阻。其它变体是可能的，且在本 发明的范围之内。
在一个实施例中，V输出1和V输出2可连接在一起(例如短接在一起)以 提供DC-DC转换器的输出(V输出)。另外，可存在反馈电路系统，用于向 脉宽调制器提供V输出1、V输出2和/或V输出或指示这些电压的信号以例如调 节PWM1输出和PWM2输出的占空比以使V输出1、V输出2和/或V输出处于期望调 节电平。然而，由于这种反馈电路系统是众所周知的且对本发明诸实施例 而言不是重要的，因此现在示出这种反馈电路系统且不再赘述。
图1A所示的还有标示为108_1和108_2的一对电流感测放大器ISEN AMP1和ISEN AMP2，它们分别输出指示电阻器R1和R2两端的电压的 感测电流IL1和IL2，这导致由感测放大器所输出的电流IL1和IL2实质上 追随通过电感器L1和L2的电流。换言之，电流IL1指示通过电感器L1 的电流，更一般地指示通过DC-DC转换器的第一通道的电流。同样，电流 IL2指示通过电感器L2的电流，更一般地指示通过DC-DC转换器的第二 通道的电流。示例性锯齿电流IL1和IL2在图1B中部示出，且如下所述。 当使用替换电路系统来感测通过电感器L1和L2的电流(例如使用DCR电 路系统来代替R1和R2)时，至感测放大器ISEN AMP1108_1和ISEN AMP2102_2的输出可从电路的不同节点分接。
如果第一通道的组件(包括DrMOS1、L1和R1)与第二通道的组件 (包括DrMOS2、L1和R1)完全匹配，则IL1和IL2应具有相同振幅且 异相180°，并且两个通道都将提供相同的电流和功率。然而，由于不可避 免的组件失配，一个通道将往往提供比另一个通道更大的电流和功率。存 在可用来补偿这些组件失配的公知电路系统和技术，但这种补偿不是本发 明的主题。因此，不示出针对组件失配作补偿的电路系统和技术并且不作 赘述。
如上所述，DC-DC转换器输出的电压电平优选地是具有严格容限(例 如±1％)的经调节的电压电平。这种经调节的电压电平可例如通过数字码 动态编程。另外，优选该两相DC-DC转换器的两个通道一般是平衡的，即 每个通道一般处理相同量的功率和电流，从而这两个通道之一不因处理太 多功率和电流而受损。然而，高频负载瞬变事件会不合需要地影响这些通 道之间的这种电流和功率平衡，从而不利地影响两相DC-DC转换器所产生 的电压、并且可能损坏DC-DC转换器内的组件。当例如与DC-DC转换器 的电压输出相连接的一个或多个负载(例如CPU)在先前掉电之后上电(但 不限于此)时，这些高频负载瞬变状况可发生。如下所述的本发明的具体 实施例可用来响应于这种高频负载瞬变事件平衡两相DC-DC转换器的两 个通道之间的电流和功率。
如上所述，常规上，PWM1(即输入至DrMOS1的信号)与PWM1输出信号相同，而PWM2(即输入至DrMOS2的信号)与PWM2输出信号相同。 相反，在图1A的实施例中，添加了脉冲路径导向器(PPD)电路系统104， 其可被视为包括两个子PPD导向器PPD1和PPD2。PPD1和PPD2各自接 收PWM1输出和PWM2输出信号两者。PPD1所输出的信号是提供给DrMOS1 的PWM1信号，而PPD2所输出的信号是提供给DrMOS2的PWM2信号。 以此方式，PPD1可向DrMOS1选择性地提供PWM1输出信号和/或PWM2输出信号的脉冲，而PPD2可向DrMOS2选择性地提供PWM2输出信号和/或 PWM1输出信号的脉冲。以下将讨论对PPD1和PPD2或类似的脉冲路径导向 器的控制。
图1B示出PPD1和PPD2的某些示例性细节。尽管图1B中的每个PPD 被示为使用一对与(AND)门、一个或非(NOR)门以及一个逆变器来实 现，但可使用替代逻辑电路系统来执行PPD的脉冲重新导向或交换功能， 并且这在本发明的范围之内。
再参看图1A，在该图右侧，示出了根据本发明一实施例的超常失衡 (WOB)检测器112，其检测何时IL1电流和IL2电流彼此相差一指定偏 置电流(I偏置)以上达至少指定时段(例如PWM1输出和PWM2输出信号的两 个连续周期)。图1B示出根据一具体实施例可用来实现WOB检测器112 的电路系统。
一般而言，WOB检测器112在PWM1输出和PWM2输出信号的一周期中 的任一点处实时地确定何时IL1比IL2大指定偏置电流，且何时IL2比IL1 大指定偏置电流。如果检测到了这种WOB状况(例如IL1比IL2大指定偏 置电流)，但在该周期结束之前不再检测到该状况(例如IL1不再比IL2 大指定偏置电流)，则该电路像常规的DC-DC转换器一样工作，因为PWM1 与PWM1输出相同，且PWM2与PWM2输出相同。然而，如果在PWM1输出信 号的整个周期中IL1保持比IL2大指定偏置电流，则如以下更详细地所述 的，PWM1输出信号的一个或多个脉冲将被移(重定向)至PWM2。同样， 如果在PWM2输出信号的整个周期中IL2保持比IL1大指定偏置电流，则 PWM2输出信号的一个或多个脉冲将被移(重导向)至PWM1。
WOB检测器112和脉冲路径导向器104(例如PPD1和PPD2)通过将 调制器102输出的一个或多个脉冲从具有较高电流的通道移至具有较低电 流的通道来辅助再平衡两相DC-DC转换器。因此，WOB检测器112和脉 冲路径导向器104(例如PPD1和PPD2)可被统称为WOB再平衡器。WOB 检测器112检测两相DC-DC转换器内的WOB状况。脉冲路径导向器104 取决于来自WOB检测器的反馈调节通过第一电感器(L1)的电流与通过 第二电感器(L2)的电流之间的平衡。更一般地，脉冲路径导向器104取 决于来自WOB检测器的反馈调节两个通道中的电流之间的平衡。如果存在 两个以上通道则可使用相似的技术。例如，当存在两个以上通道时，对于 每个通道，可检测指示通过该通道的电流的电流。另外，可检测这些检测 到的电流的平均值。通过每个通道的电流可与平均通道电流作比较，并且 如果通过通道的电流比所有通道的均值大了超过指定偏置，则脉冲路径导 向器可将来自具有太多电流的通道的脉冲重导向至电流低于平均通道电流 的一个或多个其它通道。这仅仅是如何平衡通过三个或更多通道的电流的 一个示例。阅读本说明书的本领域普通技术人员将理解，有其它选择可用 并且这在本发明的范围内。
图1A示出WOB检测器112可被视为包括WOB子检测器1和WOB 子检测器2。图1B中的虚线将WOB检测器112的电路系统分成WOB子 检测器1和WOB子检测器2。WOB子检测器1将检测何时IL1比IL2大 指定偏置。WOB子检测器2将检测何时IL2比IL1大指定偏置，该指定偏 置可能但不必是WOB子检测器1所使用的相同偏置。当IL1和IL2相差不 超过指定偏置时，WOB检测器将不会检测到WOB状况。换言之，当IL1 和IL2彼此在指定偏置内时它们没有超常失衡。
如图1B中可见，电流感测放大器ISEN AMP1驱动PMOS晶体管M1 和M2的栅极。例如，电流感测放大器ISEN AMP1在其输出可包括连接有 二极管的P沟道MOSFET(未示出)，其用作晶体管M1和M2的主电流 反射镜。通过由M1和M2反射的主反射镜(即连接有二极管的P沟道 MOSFET)的电流取决于由电流感测放大器ISEN AMP1感测的电流(例如 通过R1的电流)。晶体管M1和M2分别在其漏极提供电流IM1和IM2， 其指示提供给其栅极的IL1电流的幅值。为简化起见，可假设M1和M2 之比为1:1。
晶体管M1的漏极处的电流IM1被提供给包括NMOS晶体管M8和 M7的电流反射镜CM1的输入，其中M8连接有二极管且由此形成CM1的 输入。为简化起见，假设M8和M7之比为1:1。这导致M7尝试将电流汇 集至接地，其等于IM1。开关S1选择性地向M7的漏极提供偏置电流I偏置。 假设S1通常是闭合的，则只要IM4+I偏置≥IM1，M7即可汇集等于IM1的 电流。如以下将解释的，只要电流IL1不超常失衡，即在可接受平衡内， S1就闭合。
因为M7尝试将等于IM1的电流汇集至接地，如果IM4+I偏置<IM1， 则M4的漏极和M7的漏极(即由这些漏极形成的节点N1)被拉至低压电 轨。(低压电轨可以是Vss或接地，但对于其余讨论将假设为接地。)由 此，如果M7可将节点N1拉至接地，则这指示通道1比通道2具有显著更 多的电流，即通道1是WOB。换言之，如果M7尝试拉取比可用更多的电 流，则晶体管的源极被拉至接地，且NMOS晶体管M7从饱和工作区转变 成欧姆区。
另一电流感测放大器ISEN AMP2驱动晶体管M4和M3的栅极。例如， 电流感测放大器ISEN AMP2在其输出可包括连接有二极管的N沟道 MOSFET(未示出)，其用作晶体管M4和M3的主电流反射镜。通过由 M4和M3反射的主反射镜(即连接有二极管的N沟道MOSFET)的电流 取决于由电流感测放大器ISEN AMP2感测的电流(例如通过R2的电流)。 晶体管M4和M3分别在其漏极提供电流IM4和IM3，其指示提供给其栅 极的电流IL2的幅值。为简化起见，可假设M4和M3之比为1:1。
另一电流反射镜CM2包括NMOS晶体管M6和M12，其中M12连接 有二极管且由此形成CM2的输入。M3的漏极处的电流IM3被提供给CM2 的输入，这将导致M6尝试将等于M3的电流汇集至接地。开关S2选择性 地向M6的漏极提供偏置电流I偏置。假设S1通常是闭合的，则只要IM2+I 偏置≥IM3，M6即可汇集等于IM3的电流。如以下将解释的，只要电流IL2 不超常失衡(WOB)，即在可接受平衡内，S2就闭合。
因为M6尝试将等于IM3的电流汇集至接地，如果IM2+I偏置<IM3， 则M6的漏极和M2的漏极(即由这些漏极形成的节点N2)被拉至低压电 轨。由此，如果M6可将节点N2拉至接地，则这指示通道2比通道1具有 显著更多的电流，即通道2是WOB。换言之，如果M6尝试拉取比可用更 多的电流，则晶体管的源极被拉至接地，且NMOS晶体管M6从饱和工作 区转变成欧姆区。
WOB子检测器1包括连接至节点N1的输出电路系统，其将产生指示 何时IL1>IL2+I偏置的一个或多个输出。在图1B中，输出电路系统包括施 密特触发器、逆变器和三个NOR门，且该输出电路产生WOB_L2H和 WOB_L2Hn输出。可使用替换电路系统且在本发明的范围内。在一实施例 中，当IL1>IL2+I偏置时WOB_L2H变高，而WOB_L2Hn是互补的。类似 地，WOB子检测器2包括连接至节点N2的输出电路系统，其将产生指示 何时IL2>IL1+I偏置的一个或多个输出。在图1中，输出电路系统包括施 密特触发器、逆变器和三个NOR门，且该输出电路产生WOB_L1H和 WOB_L1Hn输出。可以使用替换电路系统且在本发明的范围内。在一实施 例中，当IL2>IL1+I偏置时WOB_L1H变高，而WOB_L1Hn是互补的。在 图1中，WOB_L1Hn和WOB_L2H被提供给PPD1来控制PPD1，而 WOB_L1H和WOB_L2Hn被提供给PPD2来控制PPD2。
当WOB子检测器1检测到IL1>IL2+I偏置(其可被称为IL1是WOB) 时，以下两者同时发生：开关S1打开以使I偏置不再被提供给节点N1；且 IL1>IL2+I偏置的检测被用来控制PPD1和PPD2。更具体地，当在来自调 制器的PWM1输出变高时IL1为WOB时，PPD1和PPD2将被控制成使 PWM2(即对DrMOS2的输入)接收PWM1输出和PWM2输出信号两者的脉 冲、同时阻断PWM1输出(即，对DrMOS1的输入保持为低)，以尝试使两 个通道再平衡。换言之，通常将用来驱动DrMOS1的脉冲将被移至另一通 道以改为驱动DrMOS2。
类似地，当WOB子检测器2检测到IL2>IL1+I偏置(其可被称为IL2 是WOB)时，以下两者同时发生：开关S2打开以使I偏置不再被提供给节 点N2；且IL2>IL1+I偏置的检测被用来控制PPD1和PPD2。更具体地， 当在来自调制器的PWM2输出变高时IL2为WOB时，PPD1和PPD2将被 控制成使PWM1(即，对DrMOS1的输入)接收PWM1输出和PWM2输出信 号两者的脉冲、同时阻断PWM2输出(即，对DrMOS2的输入保持为低)， 以尝试使两个通道再平衡。换言之，通常将用来驱动DrMOS2的脉冲将被 移至另一通道以改为驱动DrMOS1。
为提供滞后，在需要时可添加另外一对电流源，该对电流源之一被连 接至节点N1与接地之间，而另一个则被连接在节点N2与接地之间。这些 电流源可用于选择性地将来自节点N1和N2的电流汇集至接地。当开关S1 打开时连接在节点N1与接地之间的附加电流源的开关可被闭合，而当开关 S2打开时连接在节点N2与接地之间的附加电流源的开关将被闭合。添加 滞后有助于系统返回至更接近平衡，而不是就处于WOB边缘。
在一实施例中，此脉冲的移动可花两个周期来展开。更具体地，在周 期1，PWM1可显著增大通过电感器L1的电流以使WOB_L1H变高(即 WOB子检测器1检测到IL1>IL2+I偏置)。然后(例如约500ns之后)响 应于PWM2，DrMOS2将向电感器L2提供脉冲。通常该通过电感器L2的 电流的增大将把WOB_L1H信号重置回低。然而，如果高侧和低侧通道都 失衡，则在周期2期间WOB_L1H可保持为高。当PWM1输出信号的下一脉 冲由调制器输出时，脉冲路径导向器(例如PPD1和PPD2)将把该脉冲提 供给PWM2(即DrMOS2的输入)，而非PWM1(即，非DrMOS1的输入)。 WOB再平衡器也将PWM2输出信号的下一个脉冲提供给PWM2(即DrMOS2 的输入)从而导致DrMOS2接收到期望送往DrMOS1的脉冲和期望送往 DrMOS2的脉冲两者，而DrMOS1则没有接收到任何脉冲。以此方式，系 统可通过调节相位次序来重新平衡。
根据诸具体实施例，可另外设置电路系统来确保没有一个DrMOS会接 收太多脉冲从而损坏DrMOS和/或电感器。例如，这种附加电路系统可用 来确保没有一个DrMOS会接收超过调制器102所输出的最后Y个脉冲中 的X个脉冲，其中X>Y(例如X＝3且Y＝2)。
图2示出根据一实施例以确保没有一个DrMOS会接收太多脉冲的方式 来实现PPD1和PPD2(或更一般地脉冲路径导向器104)的电路系统。相 应地，这种电路系统可被称为限制器电路系统，因为它限制可接收/移动的 脉冲的量。图2所示的其它电路系统确保移动整个脉冲，而不是仅仅移动 脉冲的一部分。图2还包括允许启用和禁用脉冲路径导向器104的电路系 统。
图3示出组件故障检测器120的示例性细节。组件故障检测器120可 使用从图1和2的电路中习得/推断的信息/信号来确定例如在DC-DC转换 器100启动期间是否存在故障。例如，图3的组件故障检测器可用来确定 电感器(L1或L2)或DrMOS(DrMOS1或DrMOS2)之一或其一部分何 时缺失、失效、或未正确连接。图3的细节如下所述。
图4A示出常规DC-DC转换器的模拟结果，其示出在约220us和280us IL1和IL2失衡至可视为WOB的点，这是因引入模拟高频负载瞬变而引起 的。图4B示出相同DC-DC转换器但添加和使用了WOB再平衡器的模拟 结果，其中引入了相同的模拟高频负载瞬变。如根据图4B可理解的，WOB 再平衡器将使通过电感器L1和L2的电流IL1和IL2分别更接近彼此地追 随，这是合乎需要的。更一般地，WOB再平衡器将使两个通道中的电流和 功率更接近彼此地追随。
图5A、5B、5C、5D、5E、5F、5G、5H和5J(统称为图5)的波形用 来示出图1实施例的操作的更多细节。图5A和5B分别示出由图1中的调 制器输出的PWM1输出和PWM2输出信号。图5C和5D分别示出输入至 DrMOS1的PWM1信号和输入至DrMOS2的PWM2信号。换言之，图5C 示出PPD1的输出而图5D示出PPD2的输出。图5E和5F分别是图1中节 点N2和N1上的电压，它们是提供给WOB子检测器2和WOB子检测器1 的输出电路系统的电压。图5G和5H分别是由WOB子检测器1和WOB 子检测器2输出的逻辑高信号WOB_1H和WOB_2H。更具体地，当IL1>IL2 +I偏置时WOB_L1H响应于节点N1被拉至接地而变高，且当IL2>IL1+I偏置时WOB_L2H响应于节点N2被拉至接地而变高。图5J是指示通过电感器 L1和L2的电流的感测电流信号IL1和IL2。
在图5中，高频负载瞬变在约30us开始。如根据图5可以理解，在30us 之前，节点N1和N2上的电压基本上保持于5V，从而使WOB_L1H和 WOB_L2H保持为低，这使PWM1追随(即基本上等于)PWM1输出并使 PWM2追随PWM2输出。然而，从约30us开始，节点N2被拉至接地达0.5us， 返回至5V达0.5us，然后拉至接地达另一个1us，这使WOB_L2H变高同 时N2被拉至接地。负载瞬变还使节点N1从约32us开始被拉至接地达约 1us，这使WOB_L1H变高同时N1被拉至接地。WOB_L1H和WOB_L2H 信号以及其互补的WOB_L1Hn和WOB_L2Hn被用来控制PPD1和PPD2， 如上所述。这导致PWM2输出的(图5B中的)脉冲502和506被移至(图 5C中的)PWM1，而PWM1输出的(图5A中的)脉冲504被移至(图5D 中的)PWM2，以平衡两相DC-DC转换器的两个通道。
图6与图5相似，但仅有一个脉冲602从PWM2输出移至PWM1，且没 有脉冲从PWM1输出移至PWM2。
图7与图5和6相似，且有更激烈的高频负载瞬变施加于模拟中，这 导致更多的脉冲(即脉冲704、708和712)从PWM1输出移至PWM2，且有 更多的脉冲(即脉冲702、706和710)从PWM2输出移至PWM1。
图8和9与图5-7相似，但针对不同的模拟响应。
再参看图1A，在具体实施例中，脉冲路径导向器104从脉宽调制器102 处接收第一和第二脉宽调制信号(PWM1输出和PWM2输出)。另外，脉冲路 径导向器104取决于来自WOB检测器112的反馈，选择性地向第一和第二 驱动器MOSFET级(DrMOS1和DrMOS2)的输入提供第一和第二脉宽调 制信号(PWM1输出和PWM2输出)的脉冲，以调节第一电流(IL1)与第二 电流(IL2)之间的平衡，且由此调节通过第一电感器(L1)的电流与通过 第二电感器(L2)的电流之间的平衡。在一实施例中，脉冲路径导向器104 选择性地向第一驱动器MOSFET级(DrMOS1)的输入或第二驱动器 MOSFET级(DrMOS2)的输入提供第一脉宽调制信号(PWM1输出)的各 个脉冲，且可选择性地向第一驱动器MOSFET级(DrMOS1)的输入或第 二驱动器MOSFET级(DrMOS2)的输入提供第二脉宽调制信号(PWM2 输出)的各个脉冲。
在另一实施例中，在向第一和第二驱动器MOSFET级(DrMOS1和 DrMOS2)提供第一和第二脉宽调制信号(PWM1输出和PWM2输出)之前， 脉冲路径导向器104交换由脉宽调制器102输出的第一和第二脉宽调制信 号(PWM1输出和PWM2输出)的相位。再一次，这用来调节第一电流(IL1) 与第二电流(IL2)之间的平衡，且由此调节通过第一与第二电感器(L1 与L2)的电流之间的平衡。
更一般地，脉冲路径导向器104调节多相DC-DC转换器的各个通道中 的电流之间的平衡，以由此平衡通道中的电流和功率。
现在将使用图12来归纳可用来再平衡通过多相DC-DC转换器的电流 的本发明的各个方法。参看图12，在步骤1202，监视多相DC-DC转换器 内的WOB状况。此外，如步骤1204所示，通过多相DC-DC转换器的多 个通道的电流之间的平衡取决于在步骤1202检测到的WOB状况来进行调 节。
根据具体实施例，步骤1202可包括检测在指示通过第一电感器(例如 图1A和1B中的L1)的电流的第一电流(例如IL1)比指示通过第二电感 器(例如图1A和1B中的L2)的电流的第二电流(例如IL2)大了超过预 定偏置电流时的第一WAB状况。另外，步骤1202可包括检测在指示通过 第二电感器(例如图1A和1B中的L2)的电流的第二电流(IL2)比指示 通过第一电感器(L1)的电流的第一电流(IL1)大了超过预定偏置电流时 的第二WAB状况。更一般地，步骤1202可包括检测在指示通过DC-DC 转换器的第一通道的电流的第一电流比指示通过DC-DC转换器的第二通 道的电流的第二电流大了超过预定偏置电流时的第一WAB状况。另外，步 骤1202可包括检测在通过DC-DC转换器的第二通道的第二电流比通过 DC-DC转换器的第一通道的第一电流大了超过预定偏置电流时的第二 WAB状况。因为本文中所述的WOB状况涉及超常失衡的电流，所以WOB 状况可更为具体地称为“WOB电流状况”。由此，第一WOB状况可称为 “第一WOB电流状况”，而第二WOB状况可称为“第二WOB电流状况”。
根据具体实施例，步骤124可包括取决于在步骤1202检测到的WOB 状况，向第一与第二驱动器MOSFET级(例如图1A和1B中的DrMOS1 和DrMOS2)提供第一与第二脉宽调制信号(例如PWM1输出与PWM2输出) 的脉冲，以调节第一电流(例如IL1)与第二电流(例如IL2)之间的平衡。 这将具有调节两个通道中的电流之间的平衡的效果，例如调节通过第一电 感器(L1)的电流与通过第二电感器(L2)的电流的平衡。这可包括选择 性地向第一驱动器MOSFET级(DrMOS1)的输入或第二驱动器MOSFET 级(DrMOS2)的输入提供第一脉宽调制信号(PWM1输出)的各个脉冲， 且可选择性地向第一驱动器MOSFET级(DrMOS1)的输入或第二驱动器 MOSFET级(DrMOS2)的输入提供第二脉宽调制信号(PWM2输出)的各 个脉冲。
根据其它实施例，步骤1204可包括在向第一和第二驱动器MOSFET 级(例如图1A和1B中的DrMOS1和DrMOS2)提供第一和第二脉宽调制 信号(PWM1输出和PWM2输出)之前，交换由脉宽调制器输出的第一和第二 脉宽调制信号(例如PWM1输出和PWM2输出)的相位，以调节两个通道中的 电流之间的平衡。
现在将再次参考图3，其如上所述是组件故障检测器120的一个实施 例，组件故障检测器120可用于确定何时存在例如由于电感器(L1或L2) 或DrMOS(DrMOS1或DrMOS2)之一或其一部分缺失、失效、未正确连 接、或断开所引起的故障。在一实施例中，这通过对从PWM1输出移至PWM2 和/或从PWM2输出移至PWM1的脉冲的数量计数来实现。如果例如在系统 启动期间在一个方向上移动的脉冲的数量超过在另一方向上移动的脉冲的 数量达至少指定阈值量，则这指示故障。这种故障在检测到时可用来关断 电路以避免或最小化对其中使用DC-DC转换器的更大电路的损坏。此外或 替换地，这种故障在被检测到时可用来产生组件故障检测信号，该组件故 障检测信号可被提供给另一子系统。还应注意，组件故障检测器可在除启 动、或软启动之外的期间使用，如下所述。
参看图3，数字加法/减法计数器310被示为包括加法输入、减法输入、 时钟(clk)输入、重置(rst)输入、以及多个输出(示为Q0-Q7，且Q0 为最低有效位(LSB))。加法/减法计数器310的加法输入被示为在脉冲 从PWM1输出移至PWM2的任何时候接收脉冲，而减法输入被示为在脉冲从 PWM2输出移至PWM1的任何时候接收脉冲(但至加法输入和减法输入的输 入可被反转)。时钟输入被示为接收使用NAND门和图2中产生的PWM1-2n 和PWM2-1n信号所产生的时钟信号，但不限于此。例如，时钟信号可替换 地通过对PWM1输出和PWM2输出信号求或产生。第二NAND门将响应于例 如在软启动状况期间增压的基准电压达到指定电压(例如0.5V)的指定状 况重置数字加法/减法计数器。在图3的配置中，加法/减法计数器将从芯片 (加法/减法计数器位于其中)启用之时起进行加法/减法计数，直至增压中 的基准电压达到0.5V。这种基准电压可以是例如数模转换器(DAC)的输 出，但不限于此。如果在基准电压达到指定电平(例如0.5V)之前加法/ 减法计数器310加法(或减法)计数至指定计数值(例如16)，则检测到 软启动故障(SS故障)。然而，如果到基准电压达指定电平(例如0.5V) 时计数器没有加法(或减法)计数至指定值(例如16)，则对重置引脚的 输入变高且保持为高(直到掉电和另一软启动发生)，并且没有检测到故 障。
由于脉冲的移动是WOB检测器112所检测到的WOB状况的结果，因 此组件缺陷检测器120实质上监视一种WOB状况的发生比另一种WOB状 况频繁多少。换言之，如果在预定时段期间WOB状况之一比另一种WOB 状况多发生至少指定次数，则组件故障检测器120可检测到故障。
再参看图1A，根据一实施例，组件故障检测器120监视在DC-DC转 换器的指定时段(例如软启动)期间(或更一般地，在DC-DC转换器位于 其内的较大电路的诸如软启动的指定时段期间)WOB检测器112的输出。 如果在软启动的初始部分(其可以是时间和/或电压相关的)期间DC-DC 转换器的一个通道处于WOB比另一个通道多至少指定阈值量次(例如，第 一通道处于WOB比第二通道多16次，或反之)，则检测到SS故障，否 则则没有检测到SS故障。作为一更具体示例，如果第一通道在软启动的初 始部分期间处于WOB达20次，而第二通道在软启动的初始部分期间处于 WOB只有4次，则因为第一通道处于WOB比第二通道多16次而能检测 到SS故障。
组件故障检测器120可在除启动外的其它时段期间使用，例如通过在 启动之后周期性地重置加法/减法计数器310。如果在计数器310被重置之 前一个通道处于WOB比另一个通道多至少指定阈值量次，则检测到故障状 况。如上所述，当检测到故障时，DC-DC转换器可被关闭以避免或最小化 对其内使用DC-DC转换器的较大电路的损坏。这种关闭可例如通过三态化 驱动器MOSFET级的MOSFET的输出来进行，但不限于此。另外，或替换 地，这种故障在被检测到时可用来产生可被提供给另一子系统的组件故障 检测信号，该另一子系统可储存组件故障检测信息和/或确定并控制如何处 理所检测到的故障。
只要电路至少包括WOB检测器112电路，组件故障检测器120就可在 具有或不具有如上所详述的WOB再平衡器的情况下使用。因此，WOB检 测器112可被视为是组件故障检测电路的一部分。换言之，组件故障检测 电路可被视为还包括本文中所述的WOB检测器112和组件故障检测器120 或类似的这种电路。
图10(包括图10A-10C)和图11(包括图11A-11F)示出图1的电感 器L1在200us断开的模拟。如从图10B和图11E可以理解，这将导致在 L1电感器断开之后约40us SS故障信号(在图3中标示)变高。在此示例 中，当比从PWM2输出移至PWM1的脉冲多16个的脉冲从PWM1输出移(重 定向)至PWM2时，SS故障变高。
图13是用于归纳可用来检测多相DC-DC转换器内的组件故障的本发 明的各个方法的高级流程图。参看图13，在步骤1302监视多相DC-DC转 换器的通道的WOB状况。步骤1302与上述步骤1202相似，因此无需赘述。 在步骤1304，取决于检测到的WOB状况来监视组件故障。例如，如果在 预定时段期间WOB状况之一比另一种WOB状况多发生至少指定次数，则 在步骤1304可检测到故障。预定时段可以是例如软启动的指定初始部分。 另外，或替换地，预定时段可以是在DC-DC转换器工作期间周期性地重置 的指定时间量。在另一实施例中，预定时段可以是最后的M个时钟周期， 从而导致组件故障检测器实质上监视WOB状况的移动平均。如上所述，如 果例如DC-DC转换器的电感器(例如L1或L2)和/或驱动器-MOSFET级 (例如DrMOS1或DrMOS2)或其一部分缺失、失效、不正确地连接或断 开，则组件故障可发生。
图14是包括一对多相DC-DC转换器100的示例性系统(例如计算机 系统)的一部分的框图，每一个多相DC-DC转换器100还具有相应的组件 故障检测器120。参照图14，该系统包括例如母板的印刷电路板(PCB) 1402，其上定位有向每一个多相DC-DC转换器100提供Vdd(例如5V) 和V输入(例如12V)的AC/DC电源1410。Vdd和V输入相同(例如12V) 也是可能的，在该情形中AC/DC电源仅需产生单个电压电平。AC/DC电 源1410可替换地定位于PCB 1402之外。多相DC-DC转换器100之一被示 为用来产生第一电压电平(V输出_a)，该电平被用来向中央处理单元(CPU) 1420供电。另一个多相DC-DC转换器100被示为用来产生第二电压电平 (V输出_b)，该电平被用来向图形处理单元(GPU)1430供电或用来向第 二CPU(例如如经常在具有多个CPU的服务器中实现)供电。取决于CPU 1420和GPU 1430的功率要求，V输出_a和V输出_b可相同或不同。每个多相 DC-DC转换器100内都有WOB再平衡器，其包括WOB检测器112和脉 冲路径导向器114。图14所示系统的部分可在还包括其它模块的计算机系 统中使用，其它模块诸如但不限于存储器(例如随机存取存储器(RAM)、 闪存、高速缓存等)、存储设备(例如硬盘、DVD-R/RW、CD-R/RW或 RAM)、有线接口模块(例如USB、RS-232串行端口、以太网卡)、被配 置成使用无线协议(例如蓝牙、WiFi、IEEE 802.11等)通信的无线接口模 块、显示器等。
前面的描述是关于本发明的优选实施例的。这些实施例是出于例示和 描述的目的提供的，但并非旨在是穷尽的或将本发明限于所公开的精确形 式。许多修改和变体对本领域技术人员将是显而易见的。选择和描述诸实 施例是为了最佳地描述本发明的原理和实践应用，从而使得本领域技术人 员能够理解本发明。相信略微的修改和变化在本发明的精神和范围内，例 如具有两个以上通道/相位、和/或将本发明应用于除所示降压转换器拓扑外 的DC/DC转换器拓扑。其目的是，本技术的范围要由所附权利要求书及其 等效方案来限定。