在通信设备中消除寄生信号干扰的方法和装置 本发明大概涉及通信设备，更详细地、涉及到在通信设备中由寄生信号引起的干扰。
电子设备采用运行在系统时钟设定的速率的电路。系统时钟由基于石英晶体的参考振荡器设定。为保证精确的系统时钟，参考振荡器一般是被调谐的。电子设备的全部逻辑电路都使用系统时钟以保证它们同步运行。
这种设备的一个问题是：系统时钟产生不想要的寄生信号，这些不想要的寄生信号干扰通信设备的接收机从接收信号中解码信息。例如，运行在GSM(Group Special Mobile)无线电话系统中的通信设备使用13MHz的系统时钟。13MHz系统时钟的第72和73次谐波位于GSM的下行链路信道5和70内。当通信设备被调谐到信道5或信道70时，系统时钟的谐波会辐射入通信设备的接收机。寄生能量使接收机对所接收信号中地信息灵敏度降低，导致以高误码率为形式的显著的性能下降。
减少由系统时钟的谐波引起的接收机灵敏度下降的现有方法包括：用附加的材料屏蔽通信设备的收发信机。例如，在通信设备中可使用银涂料，导电垫片(gaskets)，铍铜指(fingers)和过滤时钟信号的滤波器。然而，这些材料增加了通信设备的重量、体积和成本，并需要耗时的电路板重新设计和手工制作操作。这些手工制作操作包括：天线装置的手工焊接、垫片的手工放置、和灵敏度下降的测试。
固需要消除由系统时钟和其驱动的电路产生的寄生信号引起的干扰的方法和装置。
用于消除寄生信号引起的干扰的装置包括：一个参考振荡器和一个控制器。在通信设备中构成该装置的电路运行在系统时钟信号设定的速率上。通信设备通过通信信号在多个信道中的任意一个上通信。参考振荡器在第一频率输出系统时钟信号。第一频率的谐波是多个信道中的至少一个上的寄生信号能量。当通信设备被调谐到多个不同信道中的这一至少一个信道时，控制器以一预先设定的量移动系统时钟信号。对这些具有系统时钟频率的谐波频率的信号以这种方法移动系统时钟，可以从多个不同信道中的这一至少一信道上去除寄生信号能量。
附图简要说明：
图1是描绘采用一通信设备的通信系统的框图；
图2是描绘图1的通信设备采用的消除寄生时钟信号引起的干扰的方法的流程图；
图3是图1的通信设备遵循的时序格式图；
图4是描绘图1的通信设备采用的补偿定时误差累积的方法的流程图；
图5是较详细地描绘图1的通信设备的控制器的框图。
优选实施方案的详细描绘
图1描绘通信系统100。通信系统100包括通信设备102和104，它们通过通信链路103通信。通信设备102和104可以是双向无线电、蜂窝无线电话、无绳电话、无线电、基站、无线电发射机、或类似设备。通信链路103可是无线连接、双绞线对或同轴电缆之类的有线连接、或类似的连接。在所描绘的实施方案中，通信设备102是一蜂窝基站，通信设备104是与该基站相容的蜂窝无线电话。在所描绘的实施方案中，通信链路103包括下行链路射频(RF)信号106和上行链路RF信号107。
通信设备102为在一特定的地理区域内的通信设备，如通信设备104提供服务。通信设备102在多个下行链路中的一个上向通信设备104发送声音、数据、频率参考和同步信息作为下行链路RF信号106。通信设备102在多个上行链路信道中的一个上接收来自通信设备104的数据作为上行链路RF信号107。
通信设备104包括：天线108、接收机110、合成器112、控制器114、存储器116、用户接口118和发射机120。通过线121上的信道选择信号CHANNEL，控制器114对合成器112编程以调谐接收机110到多个下行链路信道中的一个上。由存储在存储器116中的信道数据，控制器114形成信道选择信号。下行链路RF信号106通过天线108由已调谐的接收机110接收并耦合到控制器114。控制器114从下行链路RF信号106中提取语音、数据、频率参考信息和同步信息。频率参考信息通知控制器114由合成器112产生的调谐误差。接着分别通过线122和123上的自动频率控制(AFC)信号AFC1和AFC2，控制器114修正该误差。控制器114把下行链路RF信号106中包含的语音和数据耦合到用户接口118输出。控制器114响应输入的信息，控制合成器112调谐发射机120到多个上行链路信道中的一个上。发射机120发射信息作为上行链路RF信号107。
合成器112包括参考振荡器电路124、调谐电路125和时钟电路126。参考振荡器电路124包括参考振荡器127和晶体128。参考振荡器127根据晶体128的固有频率产生一参考频率REF1。在所描绘的实施方案中，晶体128是自由振荡和未调谐的。这样，REF1不精确，并在合成器112中引起调谐误差。另一选择，参考振荡器电路124能够被调谐，以便REF1具有精确的预定频率。也能用其它的参考振荡器。
调谐电路125包括连接为馈入REF1的锁相环的压控振荡器(VCO)131、可编程除法器132、鉴相器133和环路滤波器134。VCO131在线130上输出精确的本振信号，该本振信号分别调谐接收机110或发射机120到特定的下行链路或上行链路信道。本振信号由可编程除法器132调整。可编程除法器132是一分数除法器，它从控制器114分别通过线121和122提供的信道选择信号和AFC1产生分频比。信道选择信号表示要调谐到的特定信道，AFC1表示REF1相对于预定频率的任何误差所需的补偿量。信道选择信号和AFC1用已知方法产生，为简略起见，这里不作描绘。可编程除法器132用分频比至由VCO131反馈的本振信号，以在可编程除法器132的输出端形成已被下分频的本振信号。鉴相器133比较已被下分频的本振信号和来自参考振荡器电路124的REF1。来自可编程除法器132的已被下分频的本振信号与REF1间的相差由鉴相器133输出，并经环路滤波器134耦合至并驱动VCO131。
时钟电路126包括连接成锁相环的VCO142、除法器143、鉴相器144和环路滤波器145，该锁相环通过也是时钟电路126的一部分的可编程除法器146馈入REF1。VCO142在线140和141上输出一系统时钟信号CLOCK。该系统时钟信号同步控制器114与用户接口118的逻辑电路的运行。该系统时钟信号由可编程除法器146调整。从控制器114通过线123提供的AFC2，可编程除法器146产生分频比。AFC2表示修正REF1中任何误差所需的补偿量。可编程除法器146根据分频比分频产生一较低参考频率REF2。鉴相器144比较REF2与除法器143输出的已被下分频的系统时钟信号。已被下分频的系统时钟信号与REF2之间的相差由鉴相器144输出并经环路滤波器145耦合至并驱动VCO142。
可编程除法器132和146优选为分数N(fractional-N)型，它使用多锁存累加器(未画出)实现数据的多重积分，这些数据接收自经线121、122和123耦合到控制器114的控制输入端。多重积分的结果由多个锁存累加器输出并串行组合形成分频比。分频比随周期序列变化，以便它的输入信号被频率步进调整。该分数N型除法器在美国专利第5,166,642号和美国专利第5,493,700号都有描述，前者名为“具有串行重组的多累加器分数N合成”，发明者是Hietala，授权日是1992年11月24日，已转让与摩托罗拉公司，本申请的受让人；后者名为“自动频率控制装置”，发明者是Hietala等，授权日是1996年2月20日，已转让与摩托罗拉公司，本申请的受让人。然而，人们将认识到，也可使用其它市场上能买到的除法器作为可编程除法器132和146。
在调谐到特定的下行链路信道时，接收机110的性能下降。该性能下降是由寄生信号引起的，该寄生信号是由系统时钟信号产生并由控制器114、存储器116和用户接口118的逻辑电路辐射。这些寄生信号，即系统时钟信号的谐波，在这些特定的下行链路信道频带内。例如，GSM标准使用从935MHz到960MHz频带内的下行链路信道1到124。各个下行链路信道间隔200kHz。许多采用GSM标准的产品使用13MHz的系统时钟信号。13MHz系统时钟信号的第72和73次谐波分别位于下行链路信道5(中心频率936MHz)和70(中心频率949MHz)内。固，当这些GSM通信设备的接收机被调谐到信道5或信道70时，第72或73次谐波分别进入接收机110引起干扰。现有技术解决这个问题的方法，包括用附加的材料广泛的屏蔽GSM通信设备的接收机，增加了通信设备的重量、体积和成本。
减少由系统时钟信号的寄生信号引起的干扰的改进方法示于图2，并将参照图1中的元件和图3描绘。该方法由借助于存储在存储器116中的指令的控制器114、合成器112和接收机110来执行。存储器116可是随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、可擦可编程只读存储器(EPROM)、电可擦可编程只读存储器(EEPROM)、或类似存储器的任意组合。
在框200(图2)，控制器114判定将被调谐到的下一下行链路信道是否敏感于系统时钟信号的寄生信号，如：系统时钟信号的谐波。在GSM系统中，通信设备104与通信设备102按照图3所示的时序格式同步运行。GSM的时序格式由许多重复帧构成。每一帧的周期TF是4.615ms。每一帧由编号为0-7的八个时隙(timeslot)构成。每一时隙的周期Ts是577μs。在每一帧的时隙0期间，通信设备104被调谐到下行链路信道以接收下行链路RF信号106。固图2中框200的判定在先于时隙0的时隙中作出，如在时隙6或7。
响应框200的判定，控制器114在图3中的时隙0之前在框202(图2)和204计算AFC2的值。AFC2的值由一方程计算，如：
AFC2＝常数*补偿因子*移动因子 (1)这里，
常数是标称的(nominal)除数值；
补偿因子补偿一REF1中相对于系统时钟信号期望的一预定的标准时钟频率STD_CLOCK的误差，进一步描绘为：
REF1(MHz)/STD_CLOCK(MHz)；和
移动因子从标准频率移动系统时钟信号，进一步描绘为：
CHAN(MHz)/[CHAN(MHz)+SHIFT(MHz)]这里，
CHAN是将调谐到的下行链路信道的中心频率，和
SHIFT是将寄生信号移出信道所必需的移动量。
应用上式，方程(1)变为：
AFC2＝常数*[REF1(MHz)/STD_CLOCK(MHz)]*
[CHAN(MHz)/[CHAN(MHz)+SHIFT(MHZ)]](2)
如果下行链路信道对寄生信号不敏感，AFC2将只补偿REF1相对于STD_CLOCK的误差。AFC2将不含关于SHIFT的值。在图2中的框202，控制器114按如下方法计算不敏感信道的AFC2的值：设，
常数＝65，
REF1＝12.95MHz，
STD_CLOCK＝13MHz，
CHAN＝936.2MHz(GSM系统中信道6)，及
SHIFT＝0，
AFC2＝65*[12.95MHz/13MHz]*[936.2MHz/936.2MHz+0](3)
＝64.75.
如果下行链路信道对寄生信号敏感，AFC2将补偿REF1的任何误差，并将移动系统时钟信号以将寄生信号移出所选信道。在图2中的框204，控制器114按如下方法计算信道的AFC2的值：设，
常数＝65，
REF1＝12.95MHz，
STD_CLOCK＝13MHz，
CHAN＝936MHz(GSM系统中下行链路信道5)，及
SHIFT＝200kHz＝0.2MHz，
AFC2＝65*[12.95MHz/13MHz]*[936MHz/(936MHz+0.2MHz)](4)
＝63.7362对于CHAN＝949MHz(GSM系统中下行链路信道70)，
AFC2＝65*[12.95MHz/13MHz]*[949MHz/(949MHz+0.2MHz)](5)
＝63.7364.
对于不敏感信道和敏感信道，在图2的框206和208AFC2由控制器114在图3中的时隙7送往合成器112。合成器112的时钟电路126需要一时间ta来调整系统时钟信号。控制器114在时隙7开始后的时间Ts-ta，且在图3中的时隙0开始前的时间ta发送AFC2，以保证系统时钟信号在时隙0开始前被调整。为方便说明，ta可以，例如可为约200μs。AFC2可与信道选择信号和AFC1同时发送，以使接收机110在时隙0开始之前精确调谐到不敏感信道或敏感信道。
如果在判定框200中判定将调谐到的信道是不敏感的，在图3中时隙7的时间ta期间，合成器112在图2的框210调整系统时钟信号CLOCK。在框210，对不敏感信道，如信道6，用由方程(3)算出的AFC2，可编程除法器146被编程为具有除数值64.75。一旦被编程，可编程除法器146就以64.75去除12.95MHz的REF1，产生具有0.2MHz的精确频率的REF2。REF2驱动时钟电路126的锁相环以形成具有13MHz的精确频率的系统时钟信号。
在图2的框214，在图3中时隙0期间，接收机110保持调谐至选定的信道，而不受来自寄生信号的干扰，该寄生信号由13MHz的系统时钟信号和控制器114、存储器116和用户接口118中的电路产生。13MHz的系统时钟信号的第72和73次谐波分别位于936MHz和949MHz。这些频率位于接收机110当前被调谐到的选定信道的带宽之外。
如果在判定框200中决定将调谐到的信道是敏感的，在图2的框212，在图3中的时隙7的时间ta期间，合成器112调整系统时钟信号CLOCK。在框212，对敏感信道，如信道5或信道70，由方程(4)或(5)算出的AFC2对时钟电路126的可编程除法器146编程，使其对信道5的除数值是63.7362，或对信道70的除数值是63.7364。对信道5，可编程除法器146以64.7362去除12.95MHz的REF1，产生具有0.200043MHz的精确被移动频率的REF2。对信道70，可编程除法器146以64.7364去除12.95MHz的REF1，产生具有0.200042MHz的精确被移动频率的REF2。REF2驱动时钟电路126的锁相环以形成具有精确的被移动频率的系统时钟信号，对信道5为13.0028MHz和对信道70为13.0027MHz。
在图2的框216，在图3中整个时隙0期间，接收机110保持调谐在选定的信道，而不受寄生信号的干扰，该寄生信号由系统时钟信号和控制器114、存储器116及用户接口118中的电路产生。13.0028MHz或13.0027MHz的系统时钟信号的第72和73次谐波分别位于936.2MHz或949.2MHz。这些频率位于接收机110当前被调谐到的选定信道的带宽之外。固，接收机110不会被系统时钟信号的谐波降低灵敏度。
AFC2对CHANs(信道)5，6和70的REF1、REF2、CLOCK(系统时钟信号)和SPUR(系统时钟信号的寄生谐波)的影响如下表所示。 TABLECHAN# CFREQ REF1 REF2 CLOCK SPUR (MHz) (MHz) AFC2 (MHz) (MHz) (MHz)5 936 12.95 64.7362 0.200043 13.0028 936.26 936.2 12.95 64.75 0.2 13 93670 949 12.95 64.7364 0.200042 13.0027 949.2
人们将认识到系统时钟信号的频率也可在图2的框212中被向下移动，以便运行在低于STD_CLOCK速率的频率上。为实现这一目的，方程(2)的SHIFT能，例如，设置为-200kHz。
对于敏感信道，系统时钟信号在时隙0结束时必须是不被移动的，以减少定时误差。在图2的框218，在图3中时隙1开始时，控制器114向未被移动的系统时钟信号发送AFC2。在框218，控制器114重新执行框202、206和210。就像将被调谐到的信道对寄生时钟信号不敏感一样计算AFC2(即按方程(3))。在图3中时隙1开始时，控制器114发送AFC2到合成器112。在时间ta期间，合成器112响应AFC2，调整系统时钟信号到其标准值，如13MHz，其中ta可为，比如200μs。在时隙1开始后直到时间ta结束时，都不移动系统时钟信号。这样，对于敏感信道，在总共Ts+ta或约577μs+200μs或777μs的时间内，系统时钟信号保持被移动。
为减少定时误差的累积和通信设备102与104间的不同步，在图2的框220，控制器114补偿系统时钟信号被移动的时间量(Ts+ta)。在GSM系统中，定时误差以比特周期的几分之一来测量。在所描绘的实施方案中，控制器114执行定时误差修正算法，该算法补偿以每秒高达约25％比特的速率累积的定时误差。正如所述，一帧的周期是TF，或4.615ms或0.004615秒。这样，如果在约217帧的间隔内定时误差不超过25％比特，那么控制器114就能够补偿。Ts+ta的移动系统时钟信号的时段，导致每帧约4.5％比特的损失，或者说，每秒约十比特。在系统时钟信号已在约217连续帧中移动约6帧后，定时误差累积的速率将超过每秒25％比特周期。
根据图4示出的方法，通过在连续帧上交替系统时钟信号频率移动的方向，定时误差被补偿。该方法由借助于存储在存储器116中的指令的控制器114、合成器112和接收机110执行。在图4的框400，控制器114判定在前一个时隙，如图3中被标记为300的时隙0中，系统时钟信号是否被移向较高的频率，如对信道5的13.0028MHz或对通道70的13.0028MHz。如果系统时钟信号没有被向上移频，控制器114如图4的框402所表示的那样，运行图2的框200。如果系统时钟信号被向上移频，控制器114运行框404。
在框404，在图3中302所表示的时隙0期间，控制器114移动系统时钟信号以便在低于STD_CLOCK的频率运行。人们将认识到补偿能发生在另一时隙，且不需在接收时隙期间。在框404，控制器114产生具有负SHIFT的AFC2，如-200kHz或-0.2MHz。设CHAN＝936.2MHz，控制器114计算，
AFC2＝65*[12.95MHz/13MHz]*[936.2MHz/(936.2MHz-0.2MHz)]
＝64.7638.时钟电路126的可编程除法器146被编程具有除数值64.7638。可编程除法器146以64.7638去除12.95MHz的REF1以产生0.199957MHz的具有精确被移动频率的REF2。REF2驱动时钟电路126的锁相环形成12.9972MHz的具有精确被移动频率的系统时钟信号。
在框406，在图3中整个时隙302中，接收机110保持调谐到CHAN。因为系统时钟信号的谐波在信道外，接收机110不受系统时钟信号产生的寄生信号的干扰。
在框408，在图3中紧接着时隙302的时隙1开始时，系统时钟信号被向上移动频率到STD_CLOCK。在图4所示方法结束时，系统时钟信号已被向上移动频率到大于STD_CLOCK的一值(图2的框212)的时间长度，与系统时钟信号被向下移动频率到一个小于STD_CLOCK的值(图4的框404)的时间长度相同。这样，只累积了可忽略的定时误差。该可忽略的定时误差以低于每秒25％比特的速率累积，固能由控制器114的定时误差修正算法修正。
另一定时误差补偿方法将参照图5描绘。控制器114包括逻辑电路500，它耦合到存储器116、接收机110、发射机120和用户接口118，并经线121、122和123耦合到合成器112。逻辑电路500的元件同步运行在经线140输入的系统时钟信号设定的速率。逻辑电路500能包括，但不限于，一微处理器、一数字信号处理器、一语音编码器、一调制/解调电路、或类似电路。除与系统时钟信号同步运行外，逻辑电路500还通过如图3所示的时序格式与通信设备102同步运行。时序格式的每一帧都由比特流组成，其中每比特有一预定的时间周期。逻辑电路500由一个主定时信号跟踪其在帧内的时间位置。
控制器114包括除法器502和主定时参考源504来提供主定时信号。通过线140，系统时钟信号耦合到除法器502。除法器502具有下分频系统时钟信号的固定的除数值，以形成一个相应于四分之一(25％)比特周期的信号。在每一帧的开始，控制器114通过线506复位主定时参考源504，以计数该帧中四分之一比特信号发生的次数。主定时参考源504通过线508向逻辑电路500输出一主定时信号，该信号表示在当前帧中的定时位置。主定时信号具有四分之一比特的分辨率。
当系统时钟信号在图2的框212中每帧被向上移动频率Ts+ta的时间，系统时钟信号被加速。这顺序地加速了主定时信号并引起定时误差。这样，主定时信号必需通过放慢来补偿。该补偿由控制器114的加法器510完成。耦合在主定时参考源504和逻辑电路500之间的加法器510，将通过线508来自主定时参考源504的主定时信号与通过逻辑电路500和线512读自存储器116的一预定延时值相加。加法器510通过线514耦合延时信号到逻辑电路500以补偿频率移动。在所描绘的实施方案中，系统时钟信号的移动产生每帧约4.5％比特的损失。主定时信号的分辨率是四分之一比特(即25％比特)。这样，主定时信号应被延时四分之一比特的整数倍。为使用该延时值，必须允许定时误差累积直到它达到约25％比特。正如所述，这发生在系统时钟信号已被移动约6帧后。这样，在系统时钟信号已被移动的每6帧后，逻辑电路500将来自存储器116的四分之一比特延时值耦合到加法器510。这将延时主定时信号四分之一比特，或约923ns，并补偿累积定时误差。
人们将认识到，如果在图2的框212系统时钟信号被向下移动频率，主定时信号能反过来通过加法器510被超前。
虽然所描绘的时钟电路126用于从REF1获得系统时钟信号，人们将认识到控制器114通过AFC2能直接调整REF1。为实现这一方案，线122从控制器114耦合到参考振荡器127。这样，REF1成为直接耦合到控制器114和用户接口118的系统时钟信号，以省去时钟电路126。
人们将认识到，前述装置和方法也能用于消除图1所示发射机120输出的寄生信号。在图1中的上行链路RF信号107被发射到多个敏感于系统时钟信号和逻辑电路产生的寄生信号的上行链路信道中的任何信道之前，系统时钟信号能被移动。
固可以看到，当通信设备被调谐到一敏感于寄生时钟信号的信道时，由该信号引起的干扰可以通过移动系统时钟信号来消除。通过使用这里公开的方法和装置，可以避免现有技术的给通信设备增加材料和制造步骤的方法。虽然参照GSM系统描绘，人们将认识到，该方法和装置可用于其它通信系统，例如：先进的移动电话服务(AMPS)、扩展的总接入通信系统(ETACS)、窄带总接入通信系统(NTACS)、和北欧移动电话(NMT)，或任何受系统时钟产生的寄生信号干扰的系统。因此，这里所用的“通信系统”应表示任何这样的系统和其等效物，“通信设备”表示任何用于这样系统中的设备。