DS-CDMA系统中抑制干扰的通信设备和方法 本发明涉及接收直接序列码分多址(DS-CDMA)信号。更具体地本发明涉及DS-CDMA信号的干扰抑制。
在扩展频谱通信系统中，从基站到移动站的下行链路传输包含一个导频信道和多个业务信道。所有的用户对导频信道进行解码。每个业务信道只被一个单独的用户解码。因而，使用一个基站和移动站都知道的码对各个业务信道进行编码。使用一个基站和所有移动站都知道的码对导频信道进行编码。对导频和业务信道进行编码扩展了系统中的传输的频谱。
扩展频谱通信系统的一个例子是基于电信工业协会/电子工业协会(TIA/EIA)临时标准IS-95，“用于双模式宽带扩展频谱蜂窝系统的移动站-基站兼容标准”(“IS-95”)的蜂窝无线电话系统。系统中的各个用户使用相同的频率，但通过使用分别的扩展码可以彼此区分这些用户。其它的扩展频谱系统包括在1900MHZ频率上工作，通称为DCS1900的无线电话系统。其它的无线系统和无线电话系统也使用扩展频谱技术。
IS-95是直接序列码分多址(DS-CDMA)通信系统的一个例子。在DS-CDMA系统中，通过一个伪随机噪声(PN)码对传输进行扩展。通过码片对数据进行扩展，其中码片是扩展频谱最小周期键控单元。一个系统参数是码片时延或码片时间。在一个IS-95系统中，码片时钟速率为1.2288兆码片每秒，等价于大约0.814微秒/码片的码片时间。
在扩展频谱通信系统中使用的移动站通常使用了瑞克接收器。一个瑞克接收器包含两个或更多个接收器分支，接收器分支独立接收射频(RF)信号。各个分支利用导频信号估测信道增益和相位。增益和相位估测被用来解调RF信号以产生传输符号的估测。在符号混合器中混合各个接收器分支地传输符号估测以产生一个更好的传输符号估测。
在扩展频谱通信系统中利用瑞克接收器混合多路径射线，并且借此实施信道分集。多路径射线包含直接从发送器接收的视线射线和从物体和地形反射的射线。在接收器上接收的多路径射线在时间上是间隔的。时间间隔或时间差通常相当于几个码片时间。通过混合各个瑞克分支输出，瑞克接收器完成了路径分集。
通常，瑞克接收器分支被分配给最强的多路径射线集。也就是说，接收器找出局部最强的接收信号。分配第一个分支接收最强的信号，分配第二个分支接收次最强的信号，等等。当接收信号强度因衰减或其它原因改变时，相应改变分支的分配。在分配分支后，局部最强信号的时间位置缓慢变化，并且通过各个分配的分支中的时间跟踪电路来跟踪这些位置。
对DS-CDMA接收器性能的一个限制是接收器上的多址干扰或噪声。如果只考虑一个分支，通常，在从基站到用户单元的前向路径上有两个多址干扰源。第一个干扰源是从相同基站或相同基站的相同扇区发送有关的接收信号的多路径。由于封装沃尔什码是正交的，所以从基站发送的多传输信号在基站的发送器上是正交的。在瑞克接收器中，来自正交接收传输信号的干扰被完全抑制。但是，基站和接收器之间的信道中的多路径由于引入时间延迟从而破坏了沃尔什码的正交特性。结果，引入了某些多址干扰。对于分配给一个来自单个扇区的信号的分支，第二个多址干扰源是来自不同于该分支被分配的扇区的其它扇区的干扰，其中包括与用户单元处于软越区切换中的那些扇区和不在用户单元软越区切换中的那些扇区。无论使用什么信道，从相邻扇区发送的信号不是正交的，因而在接收中引入了某些多址干扰。
如上所示，必须逐个分支地观察多址干扰源。不同的分支可以被分配给不同的扇区。这样，如果分支2被分配给一个不同的扇区，则分支1的相同扇区多址干扰会是分支2的其它扇区干扰。
为其它类型通信系统开发的噪声抑制系统不适用于DS-CDMA系统，尤其是在应用于用户单元的时候。在某些现有技术的系统中，扩展序列的单位符号码片数量等于扩展序列的周期。在其它的现有技术系统中，在基站上进行干扰抑制。
在DS-CDMA系统中，扩展序列可以比单位符号码片数量长出许多倍。例如在IS-95中，扩展序列每512个符号重复一次。如果扩展序列的周期不等于单位符号的码片数量，则干扰抑制会更加困难。这种情况下的多址干扰不再是固定的，而是随着时间变化。在从一个符号到下一个符号的过程中，干扰和干扰抑制接收器的系数完全发生了改变。由于多址干扰随着时间变化，所以不能以自适应方式实现干扰抑制，并且在可以抑制干扰之前接收器必须准确估测干扰的某些特性。
相应地，在技术上需要一种经过改进的DS-CDMA系统干扰抑制技术。
在所附权利要求书中具体提出了本发明认为是新颖的特性。通过下面结合附图所进行的描述可以更好地理解本发明及其目标和优点，在附图中使用类似的编号表示相同的元素，其中：
图1是一个通信系统的模块图；
图2是一个对应于接收器分支的电路的模块图；
图3说明了包含多路径引入的多址干扰的接收数据；
图4是一个用于图2的接收器电路的干扰分级电路的模块图；
图5是图解基于本发明的干扰抑制的流图。
现在参照图1，通信系统100包括多个诸如基站200的、用来和诸如无线电话104的一或多个移动站进行无线通信的基站。无线电话104被用来接收和发送直接序列码分多址(DS-CDMA)信号以便和多个基站通信，这些基站包括基站102。在所示实施例中，通信系统100根据电信工业协会/电子工业协会(TIA/EIA)临时标准IS-95，“用于双模式宽带扩展频谱蜂窝系统的移动站-基站兼容标准”在800MHZ频率上工作。可选地，通信系统100可以根据其它包括(个人通信系统(PCS))1800MHZ上的系统的DS-CDMA系统，或任何其它合适的DS-CDMA系统来进行操作。
基站102是一或多个发送射频(RF)信号的基站中的一个基站，其中通过混合基带信号和RF载波来构成RF信号。通过使用一个周期性扩展序列对数据符号进行扩展来构成基带信号，其中上述扩展序列的周期基本上大于单位符号的码片数量。由于扩展序列周期不等于单位符号的码片数量，所以无线电话104上的多址干扰不是固定的，而是随着时间改变。
基站102向无线电话104发送扩展频谱信号。在称作沃尔什封装的过程中利用沃尔什码对业务信道上的符号进行扩展。基站102为诸如无线电话104的各个移动站分配一个唯一的沃尔什码，使得从基站102到各个移动站的业务信道传输与从基站102到各个其它移动站的业务信道传输相互正交。
除了业务信道之外，基站102广播一个导频信道，一个同步信道和一个寻呼信道。利用沃尔什码0封装的一个全0序列构成导频信道。导频信道被范围内的所有移动站共同接收并且被无线电话104用来识别CDMA系统的存在，进行初始的系统获取，空闲模式切换，识别通信和干扰基站的初始和延迟射线，并且对同步，寻呼和业务信道进行相关解调。同步信道被用来同步移动站定时和基站定时。寻呼信道被用来从基站102向包括无线电话104的移动站发送寻呼信息。
除了沃尔什码封装之外，还利用也被称作扩展码的伪随机噪声(PN)序列扩展基站发送的所有信道。使用了一个被称作起始时间或相移的扩展码的唯一起始相位唯一标识基站102和在基站102的一个大相邻范围内的所有基站。序列长度为215个码片并且以1.2288兆码片每秒的码片速率产生该序列，因而该序列每26-2/3毫秒重复一次。允许分配总共512个不同的PN码相位的最小允许时间间隔为64个码片。扩展导频信道对一个射频(RF)载波进行调制并且被发送到基站102服务的地理区域内包括无线电话104的所有移动站。PN序列具有复数性质，其中包括同相(I)和正交(Q)分量。本领域的技术人员应当理解这里描述的所有导频信号处理均涉及I和Q分量。
无线电话104包括一个天线106，一个模拟前端108，一个包含模数转换器(ADC)110、瑞克接收器112和搜索器接收器114的接收路径，一个控制器116和一个包含发送路径电路118和数模转换器120的发送路径。天线106从基站102和附近的其它基站接收RF信号。某些接收到的RF信号是基站发送的视线射线。其它接收到的RF信号是反射或多路径射线并且被加上时间延迟。
接收的RF信号被天线106转换成电信号并且被提供给模拟前端108。模拟前端108对信号进行滤波并且转换成基带信号。模拟基带信号被提供给ADC 110,ADC 110将该信号转换成数字数据流以便进行后续处理。
瑞克接收器112包括多个也被称作接收器分支的接收器电路，上述接收器分支包括接收器分支122，接收器分支124，接收器分支126和接收器分支128。在所示实施例中，瑞克接收器112包括四个接收器分支。但是可以使用任意恰当的接收器分支数量。下面将结合图2描述接收器分支的结构和操作。
控制器116被连接到无线电话104的其它部件。这样的互连未在图1中示出以便不使附图过于复杂。
搜索器接收器114检测无线电话104从包含基站102的多个基站接收的导频信号。搜索器接收器114使用一个相关器及在无线电话104中利用本地参考定时产生的PN码对导频信号进行解扩展。
根据搜索器接收器114识别的导频信号分配瑞克接收器112的接收器电路。根据本发明，接收器电路被分配给处于无线电话104软越区切换状态的两个扇区和不处于无线电话104软越区切换状态的扇区。在软越区切换中，无线电话104与两个或更多的基站或扇区进行无线通信。处于无线电话104软越区切换状态的各个基站或扇区同时向无线电话发送相同的数据。但是由于基站使用不同的扩展序列和可能不同的沃尔什码对数据进行编码，接收器必须分别对各个基站的传输进行解调。在解调之后，对发送的业务信道数据分别进行的估测可以在无线电话104中混合。
为了分配瑞克接收器112的一个分支，无线电话104识别具有足够信号质量的第一多路径部分并且向第一多路径部分分配一个第一接收器分支。根据本发明，无线电话104向第二多路径部分分配一个第二接收器分支，并且向其它检测出的多路径部分分配其它可用的接收器分支。
现在参照图2，一个在图1的瑞克接收器112中使用的接收器电路200包括一个开关202，一个解扩展器204，一个传输解扩展器206，一个累加器208，一个导频解扩展器210和一个累加器212。开关202以1.2288兆码片每秒的码片速率的整数倍的速率，比如1X,2X,4X或8X码片速率的速率闭合。解扩展器204利用一个扩展序列对接收数据进行解扩展，该扩展序列对于发送数据的基站或扇区是唯一的。传输解扩展器206利用一个以下述方式计算出的解扩展码对数据进行解扩展。累加器208累加预定数量，比如64个的解扩展数据码片以便产生一个符号，该符号被当作解调数据提供给控制器116。传输解扩展器206和累加器208构成了一个相关器220。
导频解扩展器210对接收信号使用一个导频沃尔什码以便对导频信道进行解扩展。在累加器212中累加解扩展信号以便产生一个导频符号。导频符号被提供给控制器116以便估测信道增益和相位。
接收器电路200接收的信号包括期望信号和多址干扰。两个多址干扰源包括来自相同扇区的多路径信号和来自其它扇区的干扰，其它扇区包括处于无线电话104软越区切换状态的扇区和不处于无线电话104软越区切换状态的扇区。
匹配滤波器接收器对解扩展接收信号和无线电话的指定沃尔什码进行相关处理。由于在不具有多路径的信道上保持了沃尔什码的正交特性，所以匹配滤波器接收器对于这种信道是最优的，并且没有必要进行干扰抑制。这样的一个接收器完全抑制了与期望信号正交的信号。在图2中，期望信号由封装业务信道的沃尔什码来指定。来自相同扇区的多路径信号失去了与期望信号的正交性。来自其它扇区的干扰信号是不正交的。根据本发明，期望的沃尔什码和要抑制的干扰向量被提供给正交投影计算器216。确定出期望信号与指定干扰正交的投影。
用于分析符号同步干扰的模型被称作等价码片同步模型。不管多址干扰来自多路径还是相邻基站的干扰，该模型有必要是相同的。图3说明了在一个多路径信道上接收的信号的不同分量，并且图解了如何引入多址干扰。在这个例子中，基站正在发送一个导频(沃尔什码码0)和一个单独的业务信道。
在接收器中，为各个多路径射线分配一个接收器电路或分支。对于干扰信号集和干扰的相对定时偏移而言，各个瑞克接收器分支观察到的干扰是不同的。为此，对于各个瑞克分支，等价同步模型和用于抑制干扰的对应强置0相关器(zero-forcing correlator)会有所不同。
在图3中，针对一个瑞克分支提出一个等价同步模型。图3中的例子是针对使用长度为8的沃尔什码的系统的。第一行302和第二行304指示导频信道和针对通过第一多路径部分接收的信号的业务信道的码片和符号边界。第三行306和第四行308指示第二多路径部分的码片和符号边界。针对与第一多路径部分对齐的瑞克分支的等价同步模型提供了一组针对该分支观察到的干扰的基本向量。
在图3中用符号i表示有关的符号。考虑与有关符号重叠的第二射线对齐的沃尔什码。令μLi,j表示来自沃尔什码i，多路径射线j的干扰，该干扰与有关符号的左边重叠。根据图3，由
μL0,2={-1,-1,-1,0,0,0,0,0}
μL1,2={+1,+1,-1,0,0,0,0,0}
定义与有关符号的左边重叠的干扰向量。干扰向量对应于干扰沃尔什码，在干扰沃尔什码码与有关符号重叠的间隔上与扩展序列相乘。在沃尔什码与有关符号的重叠区域之外，干扰向量的元素被设成0。类似地，与重叠了有关符号的右边的第二射线对齐的沃尔什码产生干扰向量：
μR0,2={0,0,0,+1,-1,+1,-1,+1}
μR1,2={0,0,0,+1,+1,+1,+1,+1}
为了抑制干扰，引入一个附加的干扰源。只要接收器使用一个匹配滤波器，从相同扇区发送并且以相同延迟接收的沃尔什码就是正交的。但是，一个用来抑制来自多路径的干扰的相关器不再与其它沃尔什码正交，除非在设计相关器时强化条件。因而，下面的干扰向量被加到这个简单的例子中：
μ0,1={+1,+1,+1,+1,+1,+1,+1,+1}
在定义干扰向量时应当建立两个观点。第一，由于使用独立的数据符号独立调制与有关的符号间隔重叠的两个符号，所以干扰向量被分成左右两半。第二，尽管每隔一个符号便重复一次沃尔什码，但每隔512个符号才重复一次与沃尔什码相乘的PN序列。结果，如上述定义的干扰和干扰向量是随着时间改变的，并且每当出现一个新符号时必须重新计算一次干扰向量。
针对干扰向量定义的平面，用于强置0干扰抑制的相关器是期望沃尔什码经过PN序列扩展的正交投影。在上述例子中，期望信号为
μdes={+1,-1,+1,-1,+1,-1,+1,-1}
形式上，udes的正交投影被定义成
czf=udes-U1(U1TU1)-1U1Tudes
其中向量czf是强置0相关器(zero-forcing correlator),UI是干扰子矩阵。UI的列等于上述干扰向量组。注意矩阵μIIUI是维数等于被抑制的干扰向量数量的平方矩阵。如果UTIUI没有满轶，由反置操作应当被解释成伪反置。
对正交投影的逼近的有用之处在于该逼近产生了大大减少计算复杂度和/或存储器存储需求的可比性能。有用的逼近包括czf≈udes-Σjel⟨uj,udes⟩||uj||2uj,]]>
其中‖u‖2表示向量u的能量。显然可以理解其它的有用逼近。
相应地，接收器电路200(图2)包括针对干扰向量定义的平面计算期望沃尔什码经过PN序列扩展的正交投影的正交投影计算器216。根据期望沃尔什码222和一组编码进行计算以便抑制接收器电路200接收的干扰224。确切地或者利用任何恰当的逼近来计算正交投影。正交投影被提供给传输解扩展器206。根据正交投影，传输解扩展器206完全抑制由指定编码或干扰向量产生的干扰。
现在参照图4，该图说明了用于图2的接收器电路的一个干扰分级电路400的模块图。干扰分级电路400可以被用来确定要被抑制以便在接收器分支中使用，例如在正交投影计算器216中使用的编码。干扰分级电路400包括多个快速Hadamard变换(FHT)操作器402，一个选择器404，一个混合器406，一个估测模块408和分级电路410。
在所示实施例中，多个FHT操作器402在每个瑞克接收器112中包括一个FHT操作器。在其它的实施例中，可以在瑞克分支之间共享FHT操作器。FHT操作器产生一个关于在一个接收DS-CDMA信号中出现哪个信道的指示。FHT操作器有必要对解扩展器204产生的解扩展信号和应当由发送器发送的64个可能的沃尔什码(在一个IS-95系统中)进行相关处理。关于出现哪个信道的指示也可以包含一个针对接收信号强度或信号能量的指示。
选择器404在混合器406中混合的FHT操作器输出。通过在一个输入420上接收的控制信号来控制选择器404。控制信号由控制器116(图1)提供。根据本发明，完全分配瑞克接收器电路的某些分支以便测量干扰参数。一或多个分支可以被分配给处于无线电话104软越区切换状态的扇区。并且，一或多个分支可以被分配给不处于无线电话104软越区切换状态的扇区以便测量干扰。如果两个或更多的分支被分配给相同的扇区，选择器404选择两个或更多的分支并且把它们一起提供给混合器406，使得能够被混合以便最优估测业务信道性能和信道强度。
在混合信道之后，如果有必要，关于信道表现的指示被提供给估测模块408。估测模块408在各个分支上构成对信道表现的估测并且把估测提供给分级电路410。分级电路包括一个第一分支分级电路412，一个第二分支分级电路414，一个第三分支分级电路416和一个第四分支分级电路418。针对各个分支分别进行分级，其中上述分支被分配给来自处于无线电话104软越区切换状态的扇区的多路径。对于不处于软越区切换状态的分支，不需要进行分级。由于不是所有干扰都应当被抑制，所以进行分级。在抑制干扰量和信号能量损失量之间存在一个折衷。
从任意接收器电路或分支的观点看，干扰可以有三种类型：(ⅰ)来自被该分支解调的扇区的多路径；(ⅱ)来自处于无线电话软越区切换状态的扇区的多路径；(ⅱ)来自不处于无线电话软越区切换状态的另一个扇区的多路径。所有这些干扰源必须被包含在干扰列表内。即使对于前面一个将各个分支与分配给无线电话的沃尔什码进行相关处理的接收器而言干扰源(ⅰ)不是一个干扰源，也必须把干扰源(ⅰ)包括在列表内。基于本发明的干扰抑制接收器不会简单地用分配的沃尔什码进行相关处理，并且与来自相同扇区并且具有相同延迟的其它业务信道的正交性会消失。
对于一个具体的分支，分配给各个干扰向量的强度或加权值通常与下述内容成比例：(ⅰ)干扰向量与所涉及的分支的符号间隔的重叠量；(ⅱ)干扰向量的量级。一个干扰向量是一个具体的对应于一个具体扇区/延迟的沃尔什码。任何恰当的过程都可被用来对干扰分级，并且也可以使用任何其它恰当的参数进行分级。在最优实施例中，针对分配给多路径的各个接收器电路或接收器分支分别进行干扰分级，其中多路径来自处于无线电话软越区切换状态的扇区。
分级电路410产生一组要抑制的编码。要抑制的编码是针对给定分支从分级干扰列表中选择出的干扰向量。在所示实施例中，干扰向量与来自这个或其它扇区/延迟的扩展沃尔什码部分重叠。这里扩展沃尔什码是指与PN扩展序列相乘的沃尔什码。从分级电路410向各个分支的正交投影计算器216(图2)提供要抑制的编码。
根据要抑制的编码或干扰向量和期望的扩展沃尔什码，正交投影计算器216针对选择出的干扰向量集计算出期望扩展沃尔什码的正交投影。在图解DS-CDMA实施例中，其中期望编码是为分支分配的，被PN扩展序列的合适相位相乘的沃尔什码。前面描述了一个合适的计算正交投影的过程。其它方法也可以减少计算复杂度或存储需求。
在计算出期望扩展沃尔什码的正交投影之后，分支在其相关器中使用正交投影(而不是期望的编码或沃尔什码本身)。正交投影被提供给传输解扩展器206。传输解扩展器206把正交投影用作解扩展码对接收码片进行解扩展。累加器208累加预定数量，例如64个解扩展数据的码片，从而产生一个作为解调数据被提供给控制器116的符号。通过取得与干扰正交的沃尔什码投影，完全抑制了指定的干扰。
应当注意，诸如干扰消除或减少的其它方法必须解调干扰并且估测其振幅以便减少干扰。由于在解调干扰时产生了误差，所以这样的方法对误差传递比较敏感。在这里的方法中，只需要识别应当抑制的编码并且估测这些信号到达接收器的时间(或者估测来自发送器的延迟)。基于本发明的方法和装置不需要解调或估测振幅，只需要对振幅分级。没有可能出现误差传递。
一个具体分支观察到的干扰归因于其它分支/多路径的扩展沃尔什码。虽然沃尔什码在符号与符号之间固定不变，但由于和沃尔什码相乘的PN序列每512个符号(在图解的IS-95实施例中)才重复一次，所以扩展沃尔什码是变化的。为此，多址干扰随时间变化，并且干扰向量在每个符号中都发生变化。结果，必须针对各个分支计算正交投影，并且必须针对各个符号重新计算正交投影。
现在参照图5，该流图说明了操作一个基于本发明的通信设备，比如图1中的无线电话104的一个方法。该方法从步骤502开始。
在步骤502，分支或其它接收器电路被分配给处于通信设备软越区切换状态的扇区。类似地，在步骤504，分支被分配给来自不处于软越区切换状态的扇区的多路径。最好把所有可用分支分配给来自处于无线电话软越区切换状态的扇区的多路径和来自不处于软越区切换状态的扇区的最强多路径。也就是分配所有可用分支并且使之不空闲。分支既被用于混合来自软越区切换扇区的多路径，又被用于识别来自不处于软越区切换状态的扇区的干扰。在步骤508，针对各个分配分支测量多路径延迟。在步骤510，确定在各个分配分支上出现那些业务信道。快速Hadamard变换(FHT)是一个适用的方法。
方法继续到步骤512，其中针对各个分支进行干扰分级。准备一个按照干扰振幅，与符号间隔的重叠，或其它预定原则进行分级的干扰列表。在所示实施例中，来自一个扇区的不同业务信道会具有不同的振幅。最好针对各个分支准备一个干扰列表，其中对分支接收的不同干扰进行分级。可选地，可以准备一个单独的针对所有干扰的列表，或者准备多个涉及不同分支的列表。在所示实施例中，对应于多路径的沃尔什码被加以分级。干扰分级列表通常被存储在瑞克接收器，控制器或任何其它合适位置的存储器中。这样，在各个接收器电路中，根据预定原则对干扰向量或编码加以分级。
在步骤514，使用干扰分级列表选择要抑制的干扰。可以使用任何适用的原则进行选择。例如，可以选择各个分支的列表中的前5个干扰向量，或者可以选择所有分级干扰向量中的前20个向量。这样，根据分级选择了一或多个将要抑制的干扰向量或编码。所选择的干扰向量被当作要抑制的编码来提供。
在步骤516，利用选择的干扰向量计算出期望编码或分配的扩展沃尔什码的正交投影。正交投影对于选择的所有干扰都是正交的。在步骤518，利用计算出的正交投影对接收数据进行相关或解扩展处理。通过使用正交投影，所有对应于选择的干扰向量的干扰被完全抑制。最好以逐个分支的方式执行步骤516和步骤518，其中在各个分支上以独立方式进行相关处理，从而抑制该分支上的干扰。
在步骤520，混合来自各个分支的输出数据估测，其中上述分支被分配给来自处于软越区切换状态的扇区的多路径，并且在步骤522对发送符号进行解码以便处理。这样，来自各个分支并且经过干扰抑制改进的数据估测被加以混合从而构成接收信号。方法在步骤524结束，但可以恢复执行以便对下一个符号进行差错抑制，检测和解码处理。
如上所述，本发明提供了完全抑制DS-CDMA系统中指定干扰集的方法和装置。接收器电路被分配给来自处于和不处于接收器软越区切换状态的扇区的多路径。对于各个接收器电路，确定在扇区信号上出现的一组业务信道。对于各个接收器电路，根据预定原则对干扰分级。从干扰的分级列表中选择一组干扰向量，并且针对选择出的干扰向量组计算出接收器的期望编码或扩展沃尔什码的正交投影。接收器电路接着在其相关器中使用正交投影解扩展接收数据。
基于本发明的方法和装置提供了独特的特性和优点。例如，该方法对于诸如IS-95下行链路的具有一个跨越许多符号的扩展序列的DS-CDMA系统使用线性强置0干扰，作为这种扩展序列所产生的结果，多址干扰是随时间变化的。虽然干扰有随时间变化的特性，该方法仍能以逐个分支的方式对指定的干扰集提供完全的抑制。在一个IS-95移动站中，不仅因为混合多路径而分配瑞克接收器分支，而且因为测量干扰参数而分配分支。对干扰分级以确定要抑制的干扰。在所示实施例中，以逐个分支的方式进行这种分级，并且以逐个分支的方式抑制干扰。
这里已经说明并描述了本发明的一个具体的实施例，但可以加以修改。因而试图在所附权利要求书中覆盖处于本发明的真实宗旨和范围内的所有变化和修改。