电容测微器 本发明涉及可变电容传感器，并且特别地(但并不排他地)涉及一种电容测微器。
测量小距离变化的便利方法是通过使用电容测微器。在简单的平行板电容器中，电容由下式给出C=ϵϵ0Ad----1]]>
其中ε是板之间介质的相对磁导率(介电常数)，ε0是自由空间的介电常数，A是板面积，及d是板之间的距离。允许感兴趣的位移改变A或d，并且测量产生的电容变化。一般地说，通过改变电容器板之间的距离d提供的灵敏度较高。
有多种其中在实际电容测微器中测量电容C的方法。最普通的是，通过使恒定幅值的交流通过电容器、且测量跨过它产生的生成电压，测量电容器的阻抗。如果电流I流经电容器，则由下式给出产生的电压VV=Idjωϵϵ0A----2]]>
因而，如果电流I保持恒定，则V与d成正比-就是说，V是d的线性函数。Thomas Hicks和Paul Atherton的、国际标准书号为0 9530658 0 4的书“毫微定位手册(The Nanopositioning Book)”进一步详细描述了该技术。
尽管上述技术的优点在于测量的电压是电容测微器板之间的距离的线性函数，但有多个缺点，特别是频率响应。如果要测量的位移d快速地变化，如当试图测量高频振动或快速旋转轴地偏心率时，那么载波频率ω必须也很高。然后变得难以产生适当的恒定电流和准确测量电压V。典型地，ω将限制为2π×30kHz或更低，把振动频率最好限制为该频率的一半，即约15 kHz。对于这类载波频率，测微器电容器的标称电容必须高得足以给出明显大的电流，否则精度受到电子散粒噪声的限制。典型值在2与10pF(微微法)之间，尽管小于1pF是可能的。这又给出10毫米直径的典型测微器电容器板尺寸，还具有100微米左右的标称间隔。
为了监测振动，便利的是具有在离开产生振动的制品较大标称距离操作的一个小直径传感器。小直径给出高的空间分辨率，使小直径轴等能被监测。大的标称间隔使设备较容易安装。
测量电容的一种不同方法是，让电容确定振荡器电路的频率并且然后测量该频率。该技术在R.Whiddington的，Phil.Mag.1920中，卷40，634-639页，“超测微器；热阴极电子管对非常小距离测量的应用(Theultra～micrometer；an application of the themionic valve to themeasurement of very small distances)”中进行了描述。在该论文描述的测微器电容器是在约1 MHz下操作的电感电容(LC)振荡器的一部分。改变电容器板之间的距离改变了电路的谐振频率(因为ω0＝(LC)-1/2)。在这个例子中，通过用另一个以固定频率操作的振荡器的输出给该振荡器的输出打拍、并且倾听经一个扬声器产生的音调，可检测频率的变化。由打拍产生的“音符”能与固定的基准音调相比较，以能够检测非常小的间隔变化。
FR-A-2334089公开了一种包括连接在一个克拉普振荡器中的可变电容二极管的电容测微器，借此振荡的频率按照二极管的电容和与电感器并联的测微器电容的变化而变化。振荡器的输出提供给一个转换器，该转换器把振荡频率转换成其值与该频率成正比的电压。在Rev.Sci.Instrum.54(5)，1983年5月第552页Norris等的“通过计数器杆偏转的电容监测在被辐照硅中近表面体积膨胀的准确位置测量(Accurateinsitu Measurement of Near-Surface Volume Dilatation in Radiated Silicathrough Capacitance Monitoring of Counterlever deflecton)”中，在图2中描述了一种包含在一个克拉普振荡器中的可变电容装置，并且把一个可变振荡器输出信号提供给一个缓冲器放大器和计数器。计数器是频率确定的精确装置，但由于必须提供时间计数足够多的脉冲以给出要求的分辨率，所以计数器本来较慢。
本发明的一个目的在于，提供一种改进的电容测微器，该测微器减轻了先有技术的问题，并且能够在大范围频率以较低噪声水平测量位移。
根据本发明的第一方面，提供了一种包括可变振荡器装置的可变电容传感器，该电容传感器包括一个用来改变振荡器输出频率的可变电容装置、和一个响应振荡器输出信号的鉴别器装置；包括用来相对于预定频率值估计振荡器频率的装置，以便提供一个其值相对于振荡器输出信号的频率而变化的输出电压信号。
在第二方面，本发明提供了一种测量物体希望参数的方法，该方法包括：提供一个测头；及通过提供来自一个振荡器的可变频率来测量物体与测头之间的电容；和通过相对于一个预定频率值估计可变频率把可变频率转换成电压信号；该振荡器包括电容，并且其频率随电容而变。
在又一个方面，本发明提供了一种包括一个克拉普振荡器的可变电容传感器，该克拉普振荡器包括：与一个电感器串联的可变电容装置，由此确定克拉普振荡器的振荡频率，振荡器频率随电容装置的电容而变；和响应振荡器频率的鉴别器装置，以便提供一个其值相对于振荡器频率的频率而变化的输出电压信号。
根据本发明，所述输出信号提供所述可变电容值的直接测量。这提供了一种更灵敏的测量系统。输出信号装置可以包括任何适当的装置，例如一个频率鉴别器或一个用于与基准时钟信号比较的相位比较器。如希望的那样，提供一个相位鉴别器，该相位鉴别器包括用来把中间信号与其本身的延迟形式相乘的装置，并且采用其幅值正比于中间频率的相乘信号的直流分量作为输出信号。如希望的那样，鉴别器用石英钟数字地实现，石英钟本来就是一种非常稳定的装置。而且，本机振荡器最好是一个数字频率合成器，该频率合成器对于非常快的响应本来就非常稳定。
多种熟知的振荡器可以用来产生振荡器输出信号，包括克拉普振荡器、隧道二极管振荡器、及谐振腔或传输线振荡器。
对于可变振荡器的通常操作频率约200MHz可能产生问题。这对于电路的稳定性有非常高的要求，并因此根据本发明最好把可变振荡器的输出信号与一个固定频率“本机振荡器”相混合，以给出一个最好约10MHz的中间频率。
因此根据本发明的又一个方面，提供了一种包括可变振荡器装置的可变电容传感器，该可变电容传感器包括：一个可变电容装置，用来改变振荡器输出信号频率；本机振荡器装置，用来产与振荡器输出信号混合的一个信号，以产生中间频率信号；和鉴别器装置，响应中间频率信号，以提供一个其值相对于中间频率信号的频率而变化的输出电压信号。
可变电容可以包括一个相邻一个物体定位的单根电极，测量该物体的一个参数，例如位置。可选择的是，可变电容可以是一个平行板电容器。电容器板之间的相对运行引起电容器电容的变化。然而，对于某些用途，而是可能希望板的或电介质的相对面积改变。将会理解，电容测微器是一种形式的传感器，其中测量变量引起电容的变化，该电容转化成能监测的频率输出。通过相同的技术同样能够测量除距离之外的变量。例如，电介质的变化也将引起电容的变化。因而，流体的变量对于相同的传感器技术是灵敏的。
通常是把电容器装入一个测头组件中，通常作为一个有可变电容器定位在壳体末端处的圆柱形壳体。此外，在测头组件中包括信号处理电路，特别是一个电感器，它为用于振荡的谐振电路提供电容器。由于测头组件通常用来测量旋转机构中的偏心率，操作温度有可能存在大的变化。因此为了实现本发明在大频率范围以较低噪声水平测量位移的目的，希望提供一种装置，用来抵消或至少减小由温度变化造成的电容变化。
因而，在本发明的又一个方面，提供了一种形成为一个测头的可变电容传感器，该测头包括一个测头体，该测头体在一端带有一个用来与要测量的物体形成一种可变电容的电容器结构，并且该电容器结构连接到安装在测头体内的一个电感器上，用来在这里形成一个谐振电路，其中选择电感器的尺寸和/或形成电容器结构和电感器的材料，从而在使用中经受的可能温差范围上，通过电容结构的电容变化补偿电感器的电感变化。
作为本发明的又一方面的替换，在温度变化中占主要因素的电感器的结构本身在温度改变的条件下应该更加稳定，具体来说把电感器形成为在一个基板上的一个平线圈，最好是正交螺旋形式的平线圈。
因而，在本发明的又一个方面，提供了一种形成为一个测头的可变电容传感器，该测头包括在测头一端形成的一种电容结构，该测头与要测量的物体形成可变电容，该电容结构连接到安装在测头组件内的一个电感器上，以形成一个谐振电路，该电感器包括以螺旋形式安装在基板上的一个平线圈。
如希望的那样，由电感器和可变电容形成的谐振电路连接在一个振荡器电路中，最好在一个克拉普振荡器中，所有元件都安装在测头组件壳体内，以保证漏电容等减至最小。而且，根据本发明，电力经一根同轴电缆提供给测头组件，并且同轴电缆的中央导体既用来把电力传导到测头组件，又用来传送由振荡器输出的可变频率信号。为此目的，在同轴电缆的远端处经一阻抗匹配结构供给电力，该阻抗匹配结构用作一个由其能导出代表振荡器可变频率的电压信号的负载。这提供了一种非常便利和抗噪声的结构。
因而，在本发明的又一个方面，提供了一种形成为一个测头组件的可变电容传感器，该测头组件包括：一个测头体；一个在测头体一端处用来与要测量的物体形成的可变电容装置；一个振荡器电路，形成在测头体内，并且包括一个与可变电容一起形成一个谐振电路的电感；一根联接到测头上的电缆，带有一个用来把电力供给到振荡器电路的导体，并且在同一导体上用来从振荡器传送一个可变频率信号；及一种阻抗匹配结构，布置在同轴电缆的远端处，用来把电力提供到同轴电缆上、和用来提供一个代表可变频率信号的电压信号。
本发明能以各种方式实施，现在参照附图举例描述这些方式，在附图中：
图1表示适于使用在本发明可变电容传感器中的一种振荡器电路；
图2表示图1振荡器的输出频率，它是传感器板间隔的函数；
图3表示在本发明可变电容传感器的第一实施例中使用的一种谐振鉴别器；
图4表示鉴别器电路的电压响应，它是鉴别器电路输入频率的函数；
图5表示可变电容传感器的方块图；
图6表示谐振鉴别器电路的输出，它是振荡器中传感器的板间隔的函数；
图7是鉴别器的数字形式的方块图，它是本发明可变电容传感器的第二实施例；
图8是图7鉴别器电路的数字锁相环路的更详细方块图；
图9和10是包括本发明可变电容传感器的一种圆柱形测头彼此成直角的剖视图；
图11至15表示测头、及用于其中的电感器和电容器的不同配置；及
图16是测头中使用的电感器和端部电容电极的最佳形式的示意图。
参照图1，表示一种振荡器电路。一个是BFY90或任何其他适当小型信号vhf(甚高频)晶体管的晶体管TR1，在其基极处连接在两个电阻器R1与R2之间。电阻器R1和R2连接在通过R6的电源线+Vcc与地之间。通过以这种方式连接晶体管TR1的基极，偏置该晶体管。
一个电容器C1与电阻器R2并联接地，并因而隔离晶体管TR1的基极。
晶体管TR1的集电极经一个负载电阻器R3和R6连接到电源+Vcc上。
集电极还经一个由一个电容器Cmic、和一个串联连接的电感器L1组成的谐振电路接地。到谐振电路的反馈由两个串联连接的电容器C2和C3提供，电容器C2和C3与晶体管TR1的集电极与地之间的谐振电路并联连接。
晶体管TR1的发射极经另一个电阻器R5接地。为完成反馈、和保持振荡，另一个电阻器R4连接在晶体管发射极与两个电容器C2和C3之间。
如图1中所示，振荡器电路安装在一个测头组件P(以虚线指示)内。电力由一根同轴电缆W的中央导体W1传送到振荡器。电缆的外编织层接地，如在测头处和此外在鉴别器电路D中电缆远端处所示的那样。振荡器的输出沿同轴电缆的中央导体传送到鉴别器。这样鉴别器和测头由一段可能是几米长的同轴电缆W接合。用于测头的电力沿这根线从鉴别器电源线+Vcc经电阻器R6提供。选择R6的值以匹配同轴电线的阻抗，并且典型地可能为50至100。上述的测头振荡器把一个可能在100MHz与1GHz之间、但典型地在约200MHz的振荡电流，叠加在供给电流上。这个振荡电流由电阻器R6转换成电压，并且传送到鉴别器电路。电容器C4阻塞直流供给电压。如已经描述的那样，由其离开传导目标的距离变化引起的Cmic值的改变，导致振荡器频率变化，并且这种变化由鉴别器转换成机械位移的度量。
图1的电路一般称作克拉普振荡器。最好是这种振荡器配置，因为谐振频率主要由一个电容器Cmic和电感器L1确定。谐振频率大体上不受其他元件值的影响。电容器Cmic是包括两块导电板的测微器电容器，两块导电板的一块是对其要测量距离的目标，而另一块一般由类似于系统中其他元件的材料形成。适当的物质是铝、铜、InvaTM和形成在ZerodurTM上的金。测头板在离目标1毫米的标称间隔处使用的直径一般为1毫米。要测量的位移一般在0.5与1.5毫米之间改变测微器板的间隔。
使用以上建议的尺寸，Cmic的电容约7fF，但有一般在0.9pF量级的与该电容并联的漏电容。
图2表示作为使用以上列出的标称尺寸的电容器板间隔的函数的输出频率。已经包括认为是恒定0.9pF的并联漏电容。如将要看到的那样，输出电压的频率约为200MHz，并且装置的灵敏度约为1Hz.nm-1。然而将注意到，频率变化是电容器板间隔的非线性函数。
图3表示一种谐振鉴别器。该鉴别器是一个采用相对地线的输入电压Vin的无源电路。输入电压由图1的振荡器输出电压Vout产生，但被适当地放大和缓冲。
鉴别器包括一个与输入端串联的电阻器R6。连接在输入电压线上的电阻器R6与地线之间的是，与一个电容器C4串联的一个电感器L4。电容器C4和电感器L4除C4的板间隔保持固定外，布置成类似于L1和Cmic。与这两个元件并联的是另一个电容器C5。电容器C5有助于使图1振荡器的串联连接电容器C2和C3的温度系数匹配，但不是必需的。
元件R6、C4、L4和C5一起形成一个谐振电路。这个电路的输出是由一个二极管D1整流的vhf信号。一个电阻器R8和一个电容器C6连接在输出电压线与地之间，以便平滑被整流的vhf信号。
R8和C6的典型时间常数(RC)约为3微秒，这给出对于在直流与50kHz之间的如此解调的信号的频率响应。
图4表示图3谐振鉴别器的频率响应，使用以上引用的值和vhf输入。如能看到的那样，当输入频率在199与刚超过200MHz之间变化时，电压迅速升高。保证鉴别器中的L4和C4类似于L1和Cmic是有益的，从而能抵消电感和漏电容中的温度漂移。就是说，振荡器中频率的由温度引起的漂移将由鉴别器操作频率的相应漂移抵消。
图5是使用图1振荡器和图3谐振鉴别器建造的一种电容测微器的方块图。电容测微器10采用作为调节直流电压源+Vcc的输入。振荡器20的输出是由一个vhf运算放大器30放大和缓冲的vhf信号。运算放大器30的输出连接到谐振鉴别器40上，谐振鉴别器40相对于输入信号频率产生一个直流输出电压，如图4中所示。
通过采用上述的振荡器和谐振鉴别器的组合，本发明的这个实施例的测微器能够测量在直流与50kHz或以上之间的频率下的位移，并且使用1毫米直径和1毫米标称间隔的传感器，但噪声水平也不大于1nm.Hz-1/2。这以7毫微微微法(10-21法)(7zF)的分辨率对应于7毫微微法(7fF)的标称电容。
通过组合振荡器20和鉴别器40的响应曲线，能得到一条直流输出电压/电容器Cmic板间隔曲线。这表示在图6中。然而通过拉平图6的一般为S形的输出电压/电容器Cmic板间隔曲线，能更进一步改进本发明的装置。便利的是，这使用数字信号处理器来进行。对于以上概述的性能标准，最好是一个以100kHz采样的16位模数转换器。这以约65,000分之1的分辨率提供50kHz的频率响应。所述1nm.Hz-1/2的噪声水平在范围0至50kHz转换成223nm。模数转换器在1毫米的范围具有16位的分辨率，这转换成15nm的分辨率。因而，系统不受模数转换的限制。
一旦输出电压已经数字化，就能把诸如
d＝a0+a1V+a2V2+a3V3+a4V4+… 3之类的线性化幂级数施加到输出电压上以给出位移。系数a0、a1、a2…由测微器相对于激光干涉仪的校准确定。将会理解，图5中所示非线性电压/测微器板间隔本身是有用的，可以为多种用途提供适当精度。然而，对于最高精度的测量，最好把输出线性化。
本发明当然对于多种变化是灵敏的。克拉普振荡器仅是可以采用的多种不同振荡器的一种，如隧道二极管振荡器、或谐振腔振荡器。如果采用谐振腔振荡器，则便利的是使用一个第二谐振腔而不是谐振鉴别器，尽管电容测微器的一般操作原理是类似的。
以上参照图1-6描述的结构满意地运行，并且具有按照频率漂移跟踪振荡器、并因而补偿温度变化的优点，但是鉴别器的谐振电路必须精确地调谐到稍稍不同于振荡器的标称频率的频率。这可能难以以稳定形式进行。
对能调谐鉴别器的需求要求可变电容器或电感器，它们中的任何一个都可能产生漂移。为了得到要求的稳定性的概念，考虑标称操作频率是约200MHz、在1毫米的整个位移范围变化1MHz的情形。200分之1的变化就是在整个操作范围调谐所要求的全部；这是一种灵敏的调节。
通过把200MHz信号与固定频率‘本机振荡器’相混合能使设置容易，以给出约10MHz的中间频率。10MHz的中间频率将仍然有每毫米机械位移1 MHz的变化，所以整个范围现在表示10分之1的变化，这就很不灵敏。
通过使用固定频率鉴别器(没有可变元件)和调谐本机振荡器以给出正确的中间频率，能进一步提高稳定性。本机振荡器可以是基于晶体振荡器的频率合成器，并因此非常稳定。混合低至较低的中间频率的信号因而给出设置和稳定性方面的优点。
根据本发明的第二实施例，提供一个数字鉴别器，该数字鉴别器本质上是数字的，并且能够在宽范围的输入频率运行而没有附加漂移，其中使用晶体控制RF合成器作为本机振荡器、和数字锁相环路(DPLL)作为频率检测器。
DPLL是使用相位检测器的闭环反馈电路，以把直接数字合成器(DDS)锁到输入FM信号上。到DDS的控制输入则是输入频率的量度。
相位检测器和DDS确定该系统的精度。由于DDS能用来以数字频率控制产生非常稳定的正弦波，所以系统的精度取决于相位检测器。
数字锁相环路的优点在于，它与输入信号的幅值变化无关，并且因为其闭环特性，其精度仅受相位检测器的限制。它与元件值变化、温度变化和电源变化无关。
图7表示具有典型标记频率的数字鉴别器系统的方块图。
这个实施例中的测头70包括具有200MHz典型标称频率的上述克拉谱振荡器电路，该频率一般以1MHz.mm-1的位移变化。它在一个第一混频器72中与来自一个晶体控制RF合成器74的固定频率信号组合。合成器的频率能在76处数字地设置为比测头频率高10MHz。因为是数字的，所以设置值不可能漂移，并且稳定性由用来控制合成器的晶体确定。来自第一混频器的输出是10MHz的中间频率信号，不管测头的中心频率是多少。一般这个信号将以1MHz.mm-1/2的位移变化，这取决于测头。
作为一种选择，使用一个可编程分频器能把200MHz信号向下划分成10MHz。这是一种较简单的方法，它保持数字稳定性，但随着由位移变化造成的频率变化也被向下划分而损失灵敏度。然而，灵敏度的损失未必是问题，因为由DPLL引入的噪声非常低，所以测头的总信号对噪声比不会受到不适当地影响。
10MHz的中间频率信号传送到一般产生代表输入频率的14位字的一个DPLL块78。如下面描述的那样，字更新速率是4MHz。尽管来自DPLL78的输出字代表测头频率，但该关系不是线性的。为了线性化该输出，必须采用一个线性化函数。这借助于存储在可擦除可编程只读存储器(EPROM)80中的查阅表方便地进行。查阅表值由测头位移相对于一个标准测量装置(例如一个激光干涉仪)的直接校准确定。可选择的是，能使用一个数字信号处理器和诸如公式3之类的线性化算法。
在查阅表80之后，字流是测头位移的一个直接线性函数。4MHz的更新速率意味着，在原理上能满足高达2MHz(奈奎斯特频率)的机械位移。然而在实际中，DPLL的频率响应将把实际频率响应限制到约125kHz，所以把4MHz的信号向下滤波到125kHz以限制系统噪声是精明的作法。这如图所示的那样用一个数字滤波器82进行，数字滤波器82例如可以是一个三级有限脉冲响应(FIR)贝塞尔滤波器。显然能实现其他的滤波器功能。滤波的字流然后在84处方便地削减成250kHz，以简化与记录计算机的接口(在该图中未表示)。可选择的是，4MHz的数字信息能施加到一个数模转换器(DAC)88上，并且然后用一个模拟滤波器89滤波。这将给出与机械位移成正比的电压。
DPLL块78的细节表示在图8中。10MHz的中间频率在第二混频器90中与一个直接数字合成器(DDS)92的输出混合。DDS产生一个正弦波输出，其频率取决于采用的数字字。该功能因而非常类似于用作第一本机振荡器的频率合成器的功能。差别在于操作频率域不同，并且DDS对频率是非常敏感的：它实际上随输入数字字立即改变输出频率。DPLL的目的在于，把DDS的输出保持在比10MHz的中间频率小的1MHz，即使当中间频率由于测头位移变化而变化时也是如此。标称DDS频率将是9MHz。通过适当选择随后相位检测器100的延迟，能选择除1MHz外的其他不同频率。
来自混频器90的输出是1MHz频率差的正弦波再加上频率和(即11MHz)的正弦波。11MHz的信号没有兴趣，并且由一个4MHz低通模拟滤波器94滤除。4MHz的截止频率可充分排除11MHz分量，而不会不适当地移动1MHz分量的相位。
滤波器94的1MHz输出现在由模数转换器(ADC)96采样和数字化。在本发明的这种实施中，采样速率是16MHz，一般由一个石英钟98产生，并且位数是10。数字化的信号现在传送到包括一个固定时间延迟102和一个数字乘法器104的相位检测器100.相位检测器的目的在于：当输入频率是1MHz时给出零输出，当输入频率高于1MHz时给出正输出，及当输入频率低于1MHz时给出负输出。
考虑乘以其本身时间延迟形式的正弦波
Nout＝N0sin(ωt)N0sin(ω(t-t延迟)) 4
其中N0表示角频率ω的输入正弦波的幅度。
第一项是两倍输入频率处的相位移动信号(在以后详细说明)，而第二项是取决于输入角频率ω和时间延迟t延迟的直流分量。当
或时这个想要的分量将是零，其中n是整数。为了在1MHz处得到零输出，t延迟将是250ns(毫微秒)(n＝1)。注意，准确的250ns的延迟容易实现，因为信号在16MHz被数字化，并且250ns因而表示四个采样。一个在16MHz采样频率计时的四个采样长的移位寄存器将因而提供恒定和准确的延迟。注意，输出直流分量为零时的输入频率与输入信号的幅值N0无关。相位检测器的性能因而仅取决于16MHz时钟98的稳定性，时钟98是晶体控制的，的确能非常稳定。
如果频率稍高于1MHz，那么ω.t延迟将比π/2高一点，并且cos(ω.t延 迟)将为负。公式6的相应余弦项为负，所以如要求的那样，结果是正的直流分量。类似地，小于1MHz的频率将给出负的直流输出。
DPLL的目的在于，保持第二混频器90在1MHz处输出。相位检测器100的输出传送到一个累加器106。给定时钟周期的累加器输出，通过把其以前的输出加到其当前的输入上确定，它因而积分其输入信号。如果到累加器的输入是零，那么其输出将在某一值处恒定，该值在接通时为零。如果其输入为正，则其输出将倾斜上升；类似地，如果其输入为负，则其输出将倾斜下降。如果暂时不考虑块108、110、112，则累加器的输出用来控制DDS 92的频率。DDS的输出频率将因而变化，直到至累加器的输入为零，即直到相位检测器100的输出为零。如已经所示的那样，这当DDS的输出频率与DPLL的输入频率差1MHz时发生。到DDS的数字输入因而是DPLL输入频率的度量。1MHz偏移简单地就是输入数上的一个恒定偏移，可以校准掉。
公式6表示相位检测器的输出还包含两倍输入频率处的(即2MHz处的)正弦分量。这个分量将作为累加器输出上的多余波动出现。这种波动这样除去：在108处重新以4MHz采样波形，在110处把信号延迟一个周期，及在112处把延迟信号加到当前信号上。这样，将消除2 MHz分量，只留下想要的直流分量。这由块108、110、112实现。可选择的是，能使用一个低通FIR滤波器。
再参照图1，振荡器和可变电容传感器结构安装在一个测头组件中，并且测头组件的具体形式表示在图9和10中，其中图1的电感器L1包括一个线圈120。这个线圈缠绕在一个绝缘架122上，绝缘架122便利地是可加工玻璃陶瓷，MacorTM(Macor是Corning股份有限公司的注册商标)。能使用其他的材料，特别是熔融石英、或用于低热漂移用途的低膨胀玻璃陶瓷(例如zerodurTM)。铁心材料具有低的射频损耗，以便不减小电感器的Q值。引出线圈的导线端以形成末端24，末端24用作检测电容器电极。可选择的是，对于较高的灵敏度，可以把其他较大的电极(未表示)连接到这个末端上。
一个端盖126比主体4窄，以便能够在受限制的空间内进行检测。导线末端124通过一个绝缘管128与主体的较窄部分绝缘，绝缘管128同样方便的是MacorTM，但也可以是另一种材料，如熔融石英、zerodur或PTFE(聚四氟乙烯)。重要的是材料具有低的介电损耗，以对于谐振电路保持高的Q值。
测头的主体是不锈钢管130，尽管能使用其他材料，如铝或黄铜。线圈铁心加工成一个半圆柱，以装入印刷电路板134，在印刷电路板134上安装图1电路的其余元件。圆柱形体130的端部装有一个同轴连接器136，连接器136把电力传送到测头并且把信号送回鉴别器。
测头的振荡频率取决于线圈120的电感、线圈与壳体之间的漏电容(C线圈)、测头末端的漏电容(C末端)、当然还有末端与目标之间的电容(Cmic)。事实上，漏电容在电容影响中起支配作用。振荡频率由下式给出其中L是线圈的电感。当温度升高时，线圈将膨胀并且因而其电感将增大。这将减小振荡频率。能够表示成由下式给出有效线圈电容其中ε空气是线圈与壳体之间介质(一般为空气)的介电常数，l线圈是线圈的长度，r壳体是壳体管的内部半径，及r线圈是线圈的外部半径。而且其中ε绝缘是末端绝缘体的介电常数，r端盖是端盖半径，l末端是末端的长度，及r末端是导线端部的半径。
如果选取壳体的材料，以便具有比线圈架大的热膨胀系数，则能使后一公式的分母随升高温度的增大比分子快。因而能使这个电容项随温度减小，以平衡电感的增大。类似地能使C末端随升高的温度减小而有助于这种平衡。如果需要，通过末端绝缘材料的选取，能实现进一步的补偿。大多数陶瓷材料具有随温度增大的介电常数，但是某些陶瓷和PTFE之类的聚合物具有随温度减小的介电常数。因而通过使全部或部分末端绝缘体出自这样一种陶瓷、或PTFE、或具有负介电常数温度系数的材料，能使频率补偿满足要求。
图9和10的结构对于不同的测量用途能以各种方式改进。例如，测量末端可以偏离主体128，如图11中150处所示。一个安装块能沿测头体夹持在方便的点处。偏移配置对于监测靠近一个电机体154连接的旋转母板152的径向运动(径向跳动)特别有用，如图11中所示。图12表示另一种变更，其中末端150径向而不是轴向对着测头体128。
当检测末端面积可能较大时，例如当监测大物体的位移时，一种螺旋“扁饼”状的线圈结构能用来生产较扁平的盘状测头。图13表示一种适当的线圈。
线圈图案230方便地通过光化学刻蚀或者金或其他金属在一块绝缘基板232上的真空淀积形成。熔融石英最好作为给出非常好的热稳定性的基板。检测电容器电极234通过类似方法形成在基板232的另一个表面上，并且便利地由导电轨道236连接到螺旋的外端。螺旋的中心连接到其余的电子线路上。显然，电容器电极能经孔连接到螺旋的中心，并且连到至边缘的电子线路。
图14表示一种使用扁饼线圈的测头结构。同样最好是熔融石英的绝缘基板240，粘结到线圈基板232的螺旋侧上。携带其余测头电子元件的PCB242粘结到绝缘基板上。这个子组件安装在一个也带有一个同轴电缆连接器246的金属壳体244中。连接器表示为轴向安装，但同样也能径向安装，或者是一根跨线。
在一种可选择的构造方式中，‘螺旋’线圈由三角形、矩形或较高次不规则或规则的多边形的直线段组成。这种方法能使光化学蚀刻掩模生产容易。而且正方形或矩形形式的传感器在某些用途中可能是便利的。正方形形式的线圈表示在图15中。其用途与圆形螺旋线圈相同。
图16表示一种安装在一块细长基板262上的一个矩形线圈260，细长基板262带有一根在基板的变窄端266处终止的引线264。一个盘状电容器电极268带有接触引线264的一个中央导体。确定基板262和电极268的尺寸，以便装配在图9的壳体128内。