数字音频广播流空符中发射 机标识信息信号的检测方法 本发明一般地涉及发射机标识信息即TII的检测，具体地说是涉及在DAB流中检测一个这样的TII。
图9说明了整个DAB系统的概述。此种系统包括一个音频编码器1、一个卷积编码器2、一个时间交织电路3、一个产生具有TII数据库的快速信息信道的电路4、一个复用器5、一个频率交织电路6、一个相位参考符号发生器7、一个空符号发生器及TII产生电路8、一个复用器8、一个IFFT电路10、一个D/A-转换器11、以及一个在发送侧经由信道13发送数据及数据信息的RF发射机12、一个RF接收机14、一个A/D转换器15、一个FFT电路16、一个同步电路17、一个TII检测电路18、一个解调电路19、一个去交织电路20、一个维特比(Viterbi)译码器21、一个在接收侧从信道13恢复音频数据及信息数据的音频译码器22。这些组成部分按照众所周知的方式连接及工作。本发明只涉及正如在TII检测电路18内产生的TII检测，因此，下列描述只涉及到上述内容。
根据ETS 300 401标准，DAB流按照此处称作空符号并且后面紧跟着用作接收机同步的此处称作的TFPR符号来开始。也可以定义空符号来传送TII信号。分配在单频率网络内的每个发射机一个用于独特标识的主id(标识)及子id(标识)。上述标识根据DAB模式Ⅰ-Ⅳ映射至一个在空符号的频谱内带有16/8/4/2设置的载频对的某个模式。基于具有384个有效载频的模式Ⅱ，定义了一个此处称作的梳状块。对于模式Ⅰ和Ⅳ，分别重复上述块4次和2次。对于模式Ⅲ，只有半个块是可用的。在空符号频谱内每个第二个帧发送此种模式。必须检测上述设置的载频并且必须计算各个主id(标识)及子id(标识)。除此之外，在数据流地快速信息信道即FIC内发送单频率网络的所有可用主id(标识)及子id(标识)的全部表。借助TII，接收机能够从数据流中自动地滤出本地信息。
图11说明了包含输入DAB流的TII于接收机内的空符号的频谱。所示的频谱在DAB模式Ⅰ内发送，此处4个梳状块是可用的。这意味着在每隔第二个空符号内发送设置的TII对四次。
关于可能的搜索也定义了TII的构造。使用临近的载频对允许通过估计它们的相位差以便估计传播时延。如果从三个发射机的接收即三个TII编码中知道了三个时延，那么移动接收的位置采用双曲线渐近的搜索是可能的。
在Dip1oma的论文“Sendererkennung im Gleichwellennetz”中，上述论文由Petra Stix为Sony Deutschland GmbH及Stuttgart大学，Institut fur Nachrichtenubertragung产生的，公布了在如图10所示的DAB流中检测TII的下列方法。
首先，在步骤P1处，得到包含TII的空符号的频谱S(w)，如图11所示。在下一步P2及P3，相加在上述符号内发送的四个等梳状块的复幅度的绝对值，因为对于此种检测必须检测的只有TII载频的幅度而载频的各个相位不予考虑。因此，如果信号处于噪声电平之上，那么与噪声相比增加了信号功率。此后，在步骤P4处，相加两个临近的载频，由于对TII总是设置载频对并且再次地增加随其的信号功率。在步骤P9和P10处译码设置的载频为主id(标识)及子id(标识)之前，如果在步骤P5处设置了各个载频，那么必须进行判决。因此，门限是需要的。在用于判决在步骤P5处是设置了载频还是没有设置载频之前，从在步骤P6处左DAB及右DAB块的频谱内的噪声功率中得到上述门限，上述左DAB及右DAB块与在步骤P7处和步骤P8处的多个TII频率块相复用。
用于决定是否存在某个设置载频的此种方法在较低信噪比的情况下将会失败，最终不是因为用于决定门限的方法不适用而是由于接收机内的频谱形状所导致，正如图11所示。此外，在较低信噪比的情况下估计的传播时延的误差按照指数方式上升以致搜索或者定位很不准确。
因此，本发明的目的是提供用于在DAB流的空符号内发射机标识信息信号的改进检测方法，藉此方法上述DAB流甚至在较低信噪比的情况下能够递送可靠的结果。
根据本发明，在DAB流内检测发射机标识信息的方法包括下列步骤：
a)对包含于输入DAB流的每隔第二个空符号的频谱内的TII对的进行差分解调以便分别得到已解调的空符号频谱；
b)采用TFPR相位参考符号进行校正以解调空符号频谱的载波相位；
c)决定一个门限；以及
d)通过比较载波电平与步骤c)所决定的门限来决定是否设置了载波。
经过包括了含于输入DAB流的每隔第二个空符号频谱内的TII对的差分解调的TII载波的复杂信号处理，提高了检测发射机的灵敏度并且降低了误检测率。因此，增强了时延估计的准确性以致在较低信噪比的情况下具有足够精度的搜索是可能的。
TII对的差分解调的步骤最好包括下列的分组频率对的两个步骤，即包括第一个频率及第二个频率并且采用第二个频率的复共轭计算与第一个频率的复幅度的相乘积，其中第一个及第二个频率分别对应于TII对的频率。
门限值最好是采用的判决噪声。
本发明的另一个优选实施方案定义于相关的权利要求中。
参照附图随后描述根据本发明的在DAB流中检测发射机标识信息方法的有利优点地及满意地已测试实施方案中。然而不应该把本实施方案的此种描述理解为限制本发明的概念和包含相当的方法步骤及其有利优点的改进方案的权利要求1所定义的范围。
图1说明了根据本发明方法的第一个实施方案，它是基本的实施方案；
图2说明了根据本发明方法的第二个实施方案；
图3说明了根据本发明方法的第三个实施方案；
图4说明了根据本发明方法的第四个实施方案；
图5说明了根据本发明方法的第五个实施方案，它是根据基本实施方案及修改第三个和第四个实施方案的组合来建造的；
图6说明了根据本发明方法的第六个实施方案，它是根据基本实施方案及修改第二个、第三个和第四个实施方案的组合来建造的；
图7a说明了一个基于没有包括TII对的空符号频谱来决定检测门限的方法；
图7b说明了一个基于包括了TII对的空符号频谱来决定检测门限的方法；
图8说明了在第二个及第六个实施方案中用于平均中间结果的块S21的更多细节；
图9说明了DAB系统的概图；
图10说明了根据现有技术的发射机标识信息的检测；
图11说明了在接收机侧包含TII的输入空符号的频谱形状；以及
图12说明了DAB接收机的一个可能的实施方案。
在整个下面的描述中，同样的参考标号用作表示同样的单元或者本质上同样功能的组成。
图1说明了根据本发明的在DAB流中检测发射机标识信息的基本方法。
在第一个步骤S1中，计算包含输入DAB流的TII对的空符号的频谱S1(w)。
在接下来的步骤S2及S3中，通过分组频率对以便差分地解调步骤S1所得到的频谱S1(w)，即在步骤S2中上述频率同样地是用于TII的对，并且计算步骤S3中第二个频率的复共轭与一个频率的复幅度的相乘积以便得到一个频谱M1(w)。
此后，在步骤S4中，校正频谱M1(w)的结果载频相位，因为TII载频具有来自发射机的一个相位偏差。上述偏差与ETS 300 401中所规范的TFPR符号的偏差相同。通过减去TFPR参考符号的对应相位差来执行步骤S4内的载波相位的校正。因为TFPR符号只有4个可能的相位，即1、j、-1、j，所以与对应相位差的校正只是实部及虚部以及变化符号的交换。上述操作的结果是频谱C1(w)。
在步骤S4中相位校正之后，对DAB模式Ⅰ能够加上发送设置TII对的同样模式的频谱C1(w)的4个梳状块以便收到A1(w)的结果，正如图11所示。因为相关的相位，所以设置的载频相加，但是因为具有噪声的不相关相位，所以噪声变得相对地较小。只执行了上述操作并且对模式Ⅰ及Ⅳ具有一定的有利优点，此处各有4个或者2个梳状块是可用的，对于其它的DAB模式将省略步骤S5。
在接下来的步骤S6中，对于每个载频决定各个载频功率是否处于步骤S7中所决定的门限值之上。如果载波功率处于门限值之上，那么对各个载频设置了“1”，否则设置“0”。在接下来的步骤S8中，通过估计载波的相位差来恢复已编码的主id(标识)及子id(标识)并且上述主id(标识)及子id(标识)能够用作如搜索。
图2说明了根据本发明检测发射机标识信息方法的第二个实施方案。基本上执行了关于图1所描述的基本实施方案内同样的步骤。此外，把几个帧内的平均中间结果的步骤S1插入步骤S5与S6之间。
插入上述步骤是因为较小TII载波的检测很困难，或者如果信噪比接近于接收机的灵敏度极限，那么在较强的载频存在的情况下甚至是不可能的，因为它们的功率处于噪声电平的数量级并且由于A/D转换器及FFT芯片(图12的25及27)的原因限制了信号的动态范围。如果带有TII的空符号在几个帧内叠加，那么检测的极限可能降低几个DB。通过相加复幅度，平均噪声功率将是恒定的，是因为其不相关的噪声结构，但是在设置的TII载频处，幅度相加是因为具有近似的同样相位角。增益随平均帧的数量而增加。由于在整个传输系统内的非平稳载频相位，所以此种简单的策略不一定能够正常地工作，因为这可能对整个系统不同的帧之间导致额外的相位位移。此种问题会在图1中所示的相关基本实施方案的已经描述的空符号的差分解调中遇到。上述内容意味着对于整个空符号计算载频与其共轭复值后续者的积。对于所选择的帧能够采用上面提到的特性相加已解调的空符号。因此，在解调步骤S2及S3之后插入步骤S21，而且对于存储器及步骤S5之后的计算量具有最小的代价。
图3说明了在DAB流中检测发射机标识信息的本方法的第三个实施方案。同图1所示的基本实施方案相比，第三个实施方案额外地包括得到没有包含TII对的空符号的频谱S2(w)的步骤S31以及减去步骤S1及步骤S31中得到频谱的步骤S32。因此，在步骤S1以及并行地执行的步骤S31之后及步骤S2之前插入步骤S32。
在步骤S32中，计算具有TII的空符号与没有TII的空符号之间的差值。此种操作删除了干扰的杂散频率及其它幅度偏移的系统误差，例如在负有增加了频谱的平均幅度责任的前端处的SAW滤波器的形状，正如图11所示。
图4说明了根据本发明的在DAB流中检测发射机标识信息的本方法的第四个实施方案。此种第四个实施方案包括具有主及子id(标识)的快速信息信道数据库以及除了图1所示的基本方法之外还有步骤S43中编码主及子id(标识)的额外步骤S41。这些步骤与得到包含TII对的空符号的频谱S1(w)的步骤S1并行地执行。现在对收到的位置通过编码在快速信息信道内而不是整个空符号的TII数据库的所有主及子id(标识)之组合以便必须执行接下来此后的工作。在ETS 300 401中规范了快速信息信道内TII信息的完整数据库的发送。因此，每个接收机能够编码在单频率网络的区域内发送的主及子id(标识)。已收到TII编码的子集给出了移动接收机的初略定位。采用至少3个发射机及双曲线渐近搜索的传播时延估计一个更加准确的定位是可能的。
图5说明了根据本发明方法的第五个实施方案。此种实施方案主要是图1所示的基本实施方案及修改图4所示的第四个实施方案和图3所示的第三个实施方案上述两者的组合。因此，并行地执行接收频谱S1(w)、S2(w)以及此后包含主及子id(标识)的编码的快速信息信道数据库的步骤S1、S31、S41以及S42。从这些步骤得到的所有信息在步骤S51中使用，上述步骤S51对应于根据图3所描述的步骤S32只是减去了由编码主及子id(标识)的步骤S42所决定的只在频率处的两个频谱。在步骤S51之后，从步骤S2开始，按照根据图1所示的基本实施方案所描述的同样方式执行所有的其它步骤。
图6说明了根据本发明方法的第六个实施方案。此种实施方案主要是图1所示的基本实施方案及分别修改图2所示的第二个实施方案到图4所示的第四个实施方案的上述两者的组合。因此，直到步骤S5，象根据图5所示的第五个实施方案所描述的步骤执行同样的操作。在几个帧内插入步骤S5与S6之间以及平均中间结果的步骤S21。此后，如上面描述的执行所有的步骤。
图7说明了如何决定检测门限值的两个不同的方法。根据图7a所示的第一种方法，根据从没有TII对的空符号中所得到的频谱S2(w)来决定检测门限值。根据图7b所示的第二种方法，根据从包含TII对的空符号中所得到的频谱S1(w)来决定检测门限值。
对于第一种方法，在步骤A1处，得到没有TII对的空符号的频谱S2(w)。在接下来的步骤A1处，在信号频谱(1.5MHz)内建立平均噪声电平。上述平均噪声功率存储于步骤A3以便用于下一帧。在步骤A4处，已存储的平均功率与梳状块的数量相乘。此后，此值与步骤A5中可靠系数1.25相乘。在步骤A6处，递交结果的检测门限，此步骤对应于各个前述实施方案的步骤S7。
对于第二种方法，首先在步骤B1处得到含有TII对的空符号的频谱S1(w)。此后，在接下来的步骤B2处的信号频谱(1.5MHz)内建立平均值。在步骤B3处，上述平均值与梳状块的数量相乘。在步骤B4处，结果值与可靠系数1.25相乘。由于存在TII载频，步骤B5处所决定的检测门限值略微高于有效噪声幅度。步骤B5对应于各个前述实施方案的步骤S7，正如决定门限值的第一个方法的步骤A6。
图8说明了在用于几个帧内或者对整个梳状块或者对通过编码FIC数据库的主及子id(标识)所得到的选择载频的平均实施方案2和6内的方框21的细节。
在第一个步骤C1中，把第n帧的已叠加梳状块An(w)(图2及6的步骤S5)加至带有TII的前一个已收到帧的已存储复载频上求和。上述和值与步骤S6中的检测门限相比较。并行地，步骤C2中计算新的浮点平均值来用于最后m个频谱An-m(w)-＞An(w)。在步骤C3中，上述值存储于下一个DAB帧并且是带有TII的帧。
在初始化相位期间，当依然没有收到1,…,m的TII帧时，或者输出最小帧的平均值或者不输出任何结果直到收到m个帧。
图12说明了DAB接收机的可能构造。此接收机包括一个RF前端级23和一个数字处理级24。数字处理级24包括一个A/D转换器25、一个数字IQ发生电路26、一个FFT电路27、一个维特比(Viterbi)译码器28、一个MPEG译码器29、一个音频D/A转换器30、一个数字信号处理器31、以及一个微计算机32。一个扬声器33连接至数字处理级24。
设计了所说明的DAB，上述所说明的DAB基本上能够象标准的DAB接收机一样工作。根据本发明，只有TII检测出现于数字处理器31内。当然，设计用于优化根据本发明可用的TII检测的特定电路也是可能的，类似的TII检测电路18说明于图9中。