采用波长路由器和空间切换器的N×N交联切换器 【技术领域】
本发明涉及一种光学交联切换器，更具体地说，涉及采用波长路由器结合以空间切换器实现的N×N交联切换器。背景技术
在高容量光网络中，一个关键装置是N×N交联切换器。该装置的作用在于在每一节点处提供数个引入光纤之间的充分连接性，其中各引入光纤每个都载有数个波长信道。切换器必须是无阻断的，而且必须是快速和有效率的。如果N不是太大，则可以通过采用单个N×N波长路由器结合以能够产生N个波长的可调发送器来实现这些特性。然而，该技术只有在路由器的N规模不太大时才可行。这是因为随着N的增大，难以以集成形式实现具有低损耗和低串扰等令人满意性能的N×N路由器，并且每个发送器必须提供N个波长。
随着光网络容量的不断增大，存在着对于更大的N×N交联切换器的持续需求。发明内容
根据本发明的装置，通过结合有空间切换器的较小的波长路由器结构解决了对于较大N采用N×N交联切换器的问题。在现有技术中，难以以集成形式实现具有令人满意的低损耗和低串扰性能的采用路由器地大N×N切换器，并且每个发送器必须提供N个波长。根据本发明，路由器波长的数量减小m倍，通过采用空间切换器和较小路由器以三级构造N×N交联切换器。输入和输出空间切换器可以采用十字形(crossbar)或Clos型结构。在十字形结构中，输入和输出空间切换器分别为1×2和2×1切换器。在Clos结构中，输入级采用m×(2m-1)空间切换器，输出级采用(2m-1)×m空间切换器。在十字形或Clos型两种结构中，中间级采用(N/m)×(N/m)波长路由器，其规模减小，使得可以有效实现集成形式。采用带有可调发送器的输入空间切换器，每个具有N/m个波长，提供了N×N交联切换器充分的无阻断连接。在一种设置中，输入和输出空间切换器采用2×2，1×2和2×1切换单元实现。在一个输入空间切换器的实施例中，数据调制器结合有2×2切换单元并集成在一块晶片上。通过采用扩张结构可以实现具有可忽略串扰的各输入和输出空间切换器。
更具体地说，本发明涉及N×N无阻断光学切换器，用于提供N入口任一与N出口任一之间的连接，该N×N切换器包括
一个输入级，包括多个输入空间切换器，各输入空间切换器的各个输入与所述N入口的一个不同入口连接；
一个输出级，包括多个输出空间切换器，各输出空间切换器的各个输出与所述N出口的一个不同出口连接；和
一个中间级，连接在输入级与输出级之间，该中间级包括多个N/m×N/m波长路由器，其中在各N/m×N/m波长路由器与各输入或输出切换器之间设有连接链路，使得各N/m×N/m波长路由器连接至各输入空间切换器和各输出切换器。附图说明
在附图中，
图1表示在两个自由空间区域之间含有波导光栅的现有技术波长路由器。输入和输出波导沿路由器的输入和输出边界间隔a；
图2表示一个无阻断交联切换器，含有N×N波长路由器，结合有N个可调激光器，N个调制器和N个接收器；
图3表示采用十字形结构以三级实现的无阻断交联切换器。中间级的标准组件为N/2×N/2路由器；
图4a表示本发明采用Clos结构实现的无阻断N×N交联切换器的例示性结构实施例，图4b为其组件框图。中间级的标准组件为n×n路由器，其它两级中为m×(2m-1)和(2m-1)×m空间切换器；
图4c表示路由器减小4倍，其中图4b的各中间级组件采用类似于图3所示结构的2×2路由器实现；
图4d表示对于N＝16和m＝2由图4b的Clos结构采用图3的N/4×N/4路由器结构实现图4b的各中间级组件得出的路由器减小4倍的结构；
图4e表示由图4b的Clos结构得出的路由器减小4倍的结构，其中图4b的各中间级组件本身采用图4b的结构；
图4f表示一个m×p切换器，含有m1×p1切换器和m2×p2切换器两级。注意m＝m1m2以及p＝p1p2；
图4g表示带有采用图7的充分扩张2×3结构实现的各标准组件的图4f结构；
图4h表示通过去除多余切换单元获得的具有减小深度和减小切换单元数目的图4g结构；
图5表示具有最少数量单元的无阻断2×3结构；
图6表示具有最少数量单元的无阻断3×5结构；
图7表示具有两个1×2输入切换器、两个中间1×2切换器、和三个2×1输出切换器的十字形输入空间切换器；
图8表示具有两个1×3输入切换器和三个2×1输出切换器作为一个二叉树的组合的图7十字形输入空间切换器；
图9表示具有最小深度的无阻断3×5十字形结构；
图10表示含有两个输入调制器的无阻断2×3输入空间切换器结构；以及
图11表示含有两个接收器的无阻断3×2输出空间切换器结构。
在下面的描述中，不同附图中相同的元件标记表示相同的元件。另外在元件标记中，第一位指的是该元件第一次所处的附图(例如，102第一次处于图1中)。具体实施方式
采用波长路由器作为构造组件实现无阻断N×N切换器。各路由器[1，2]是严格的无阻断切换器，允许通过简单地改变信号波长来改变各输入信号地址(注意在本说明书中，对另一篇文件的引用由括号中一个指示其在附件B参考文献列表中位置的数字来表示)。参照图1，其中画出了一个现有技术波长路由器，在两个自由空间“平板”区域102和103之间具有一波导光栅101。输入和输出波导沿路由器的输入和输出边界间隔为a，波导光栅臂101沿平板区域间隔为b。以公知方式改变这N个输入波导任一个上的信号波长，从而改变信号切换至这N个输出波导的哪一个。
图2所示为含有图1中N×N波长路由器结合有N个可调激光器201、N个调制器202和N个接收器203的无阻断交联切换器。当N不是太大时，可以采用单个路由器来实现图1或图2的结构。则必须由能够产生N波长的多波长激光器产生各输入信号[1]，并且可以通过简单地选择适当的激光波长将各输入信号传送至任何特定的输出端口。这样，在任一输入I1-IN处，通过改变相关激光的波长，可以将数据信号Data-1至Data-N切换至任一输出O1-ON。示例性地，图中画出了输入I1上的Data-1信号切换至输出ON，而Data-N信号切换至输出O1。
然而对于N＞64的较大值，采用该技术难以实现这种类型的交联切换器，如附件A中所述。这是因为各激光器因而必须能够产生大量的波长，并且对于大N值难以以集成形式实现具有低损耗和低串扰等令人满意性能的路由器。根据本发明，对于大N值，通过采用较小路由器结构实现N×N切换器解决了该问题。为此目的，将(N/m)×(N/m)波长路由器结构与构成空间切换器的输入级和输出级结合，如图3和4a中所示。在图3中，通过采用十字形结构以最小损耗和串扰实现了N×N切换器结构[3]。另一方面，通过采用C1os结构来减小路由器的数量也是有利的[4]，如图4a所示，此时一般须要降低损耗，串扰和波导交叉必须降至最低，如此处所示。图3和图4a结构的特点在于每个信号仅跨过一个路由器。因此，现有技术构造大N×N切换器的问题得以消除，因为波长数量减少m倍，各路由器规模也同比减小。1、最佳结构
再参照图1，其中画出的N×N路由器[5-7]包括N个输入波导、N个输出波导、两个介电平板102和103，和一个连接在这两个平板之间的波导光栅101。输入和输出波导连接至所述两个平板，两个平板之间的波导光栅101的波导臂特征在于具有恒定的路程差。因此从特定输入波导至特定输出波导的各传输系数基本呈现周期性特点，具有等间隔的峰值，每个峰值由光栅的特定级产生。
理想地，通过采用如[5，7]中所述特征在于一梳形(comb)N波长的单个N×N波长路由器，可以实现一个切换器使得从任一输入端口(波导)至任一输出端口的传输系数的传输峰值在上述波长之一之上。实际上，如果将[5]的路由器设计成对于一特定输入端口例如中央端口具有上述特性，则会发现上述特性仅近似适用于其它诸端口。因此，附件A中表明路由器具有随N增大的波长误差。由于这些误差，使得最大传输率的某些波长从上述梳形N波长偏离。为了使产生的损耗保持在1dB以下，必须满足N<36100GHz.]]>
GHz为以GHz计算的信道间距。例如，对于50GHz的信道间距，必须满足N＜52。通过调整路由器，通过如[6]中所述增宽其通带，可以使该值增大至1.25倍，但是此技术也使损耗和串扰增大大约3dB。
上述限制仅仅由于此处我们对于所有输入端口限定了相同的梳形N波长而产生。通过允许各输入端口具有不同的梳形波长，可以消除上述限制[2]，但是这需要总计N个不同的梳形(包括总计2N-1个波长)，以便提供来自所有输入端口的最大传输率。这会使得此结构更难以实现，因为各激光器将必须产生以不同波长为中心的不同梳形。
上述考虑是图1中小N值较为有利的一个原因。如前已指出，其它原因还有1)一般最好通过减少对各激光器波长数量的需要来简化激光器的设计，以及2)大N值N＞64的路由器难以以集成形式设计而具有满意的损耗和串扰值。
考虑到上述困难，对于大N值最好通过采用较小n×n路由器的组合而不是单个N×N路由器来实现N×N切换器，其中n＝N/m，减小因子m是一个适宜的整数。因此以三级实现N×N切换器，包括一个n×n路由器的中间级，结合以无阻断空间切换器的输入级和输出级，如图3和4所示。这些结构的一个公知特性在于如果以无阻断空间切换器替代路由器则它们在较宽的意义上是无阻断的，并且采用了大量充足的这种切换器。因此，如果任一特定的输入端口和任一特定的输出端口是空闲的，则获得下述无阻断特性：可以从上述端口到中间级的特定切换器同时建立输入和输出通路而不影响任何其它运行通路。也就是说，不运行任何业已存在的连接。
应当指出，在现有技术中，通过采用空间切换器已经实现大N×N切换器结构，其中它们的无阻断特性是公知的。然而这里我们采用路由器和切换器的组合，其中无阻断特性只有在没有信号通过多于一个路由器的情况下才得以保持。该条件足以确保可以将信号通过适当地选择信号波长传输至路由器的合适输出端口。显然愿意所有路由器都具有相同梳形波长的特性，上述条件可以以不同方式在图3、4中加以满足。最简单和最重要的结构是通过采用图3、4的具有n×n路由器的结构来获得的，其中n＝N/m，m是一个适宜的减小因子。在此情况下输入和输出级的作用在于产生适当的减小因子m，可以发现图3、4的两个结构具有不同的优点和缺点。对于m＝2，图3的十字形结构由于其输入级301和输出级303的简单性而具有吸引力，并且具有使损耗和串扰最小的优点。如图3所示，中间级为(N/2)×(N/2)路由器，即4×4，当N＝8且m＝2时。通过重复应用相同的结构可以实现更大的m。例如对于m＝4、N＝16，可以将图3中的各(N/2)×(N/2)路由器替换为(N/4)×(N/4)路由器的十字形结构。通过此过程，中间级的各切换器可以由图3的相同结构来实现，仅在每处以N/2替代N。更一般地说，通过上述结构的重复应用，可以通过使减小因子m增大2的倍数来实现对于N的2的更高次方。因此，对于任何等于2的次幂的N和m，中间级由n×n路由器构成，其中n＝N/m并且m＝2s，s为适宜整数。
图4a所示为Clos结构的物理设置，图4b表示其等同的方框图。Clos结构例如图4a相对于十字形结构例如图3的优点在于对于m＝2仅需要三个路由器401而不是四个。然而Clos结构在输入级402和输出级403需要更大的构造组件，这在后面将有讨论。显然，通过重复应用任一种结构，可以使减小因子m实现2的任意次方。如图4a所示，对于一般的情况，输入402或输出403切换器的数量，m×(2m-1)或(2m-1)×m，等于n＝N/m，所用n×n路由器的数量等于(2m-1)，其中N是输入端口的数量，m是减小因子。因此，对于图4a中所示的例子，其中N＝8，m＝2，我们有n＝4个输入402和输出403切换器以及(2m-1)＝3个4×4规模的路由器401。如图所示，各输入切换器连接至3路由器401中的每个上，因此连接至输入切换器例如402-1的m＝2个输入404之任一，可以切换至3路由器401中的每个的一个特定输入，输入1。连接至输入级例如402-1的控制引线C1…Ci决定了哪一个输入切换至哪一个路由器401。在3路由器401的每一个处，输入级402的波长选择决定了哪一个路由器输入(入口)切换至哪一个路由器输出(出口)。在路由器输出端，3路由器401中的每个的相同对应输出例如输出1连接至4输出级之一的不同输入，例如403-1。在输出级例如403-1，只有两个信号传输至3路由器401的出口1，这两个信号切换成为2个输出405。连接至输出级例如403-1的控制引线C1…C’i决定了哪一个输入切换至哪一个输出。注意到输入切换器402的结构m×(2m-1)是输出切换器403结构(2m-1)×m的镜象。
在图4a和4b中，改变减小因子可以改变路由器的规模以及输入和输出级。因此，对于给定的N，增大m以2倍会减小各路由器的规模n＝N/m以2倍，显然该技术既可以用于十字形结构也可以用于Clos结构。例如，如图4c所示，例如，所示为一个切换器结构，其中在各中间级401所用的路由器规模进一步减小以2倍，从而采用N/4×N/4路由器实现。因此图4c表示路由器的减小因子为4，其中图4b的各中间级组件401是通过采用2×2路由器以类似于图3所示的结构来实现的。在图4c中，输入级411包括2×3切换器402和1×2切换单元413，中间级包括N/4×N/4(即2×2)路由器410，输出级412包括2×1切换器414和3×2切换单元403。注意尽管图4b是Clos结构(即各输入级402可以连通每个中间级路由器401)，但是图4c的结构是非Clos结构。
图4d中所示为一个N＝16且减小因子m＝4的切换器。在图4d中，切换器是通过图4a的结构实现的，其中中间级的各构造组件401是通过采用图3的结构以N/2替代N来实现的。从而各中间级构造组件变为4个(N/4)×(N/4)路由器，如图4d所示。所得结构包括12个(N/4)×(N/4)路由器420的中间级。24个1×2空间切换器423连同8个2×3空间切换器424构成输入级421。24个2×1空间切换器425连同8个3×2空间切换器426构成输出级422。在此结构中，16入口427之一处的各信号通过输入级421传输至特定的(N/4)×(N/4)路由器420，并由输出级切换至16出口428的特定之一上。因此通过适当地选择信号波长λ1…λn，可以将切换器入口427处的信号通过输入级421和路由器420切换至适当的路由器出口，总共仅采用了n＝N/4个波长(在我们N＝16的例子中为4个)。因此，各输入信号激光器(例如图10的1003)仅需要提供4个波长。在路由器420的输出端，信号通过输出级422传输至适当的切换器出口。
图4e中所示为由图4a演化的Clos切换器结构，其中在中间级各组件401中所用的路由器规模进一步减小以2倍，因此采用了N/4×N/4路由器。注意图4e为Clos结构，因为每个切换器入口431和出口437都可以连通各中间级路由器432。因此图4e表示的路由器减小因子为4，其中各中间组件401是通过采用2×2路由器以类似于图3所示的结构来实现的。在图4e中，输入级433包括切换器402和434，中间级包括N/4×N/4路由器432，输出级435包括切换器436和403。2、中间级波长路由器的Clos结构
如前已指出，Clos结构最大限度减少了中间级n×n波长路由器的数量。另一方面，它在输入级402和输出级403需要无阻断的m×(2m-1)和(2m-1)×m空间切换器，如图4a中所示，并且由于此原因，发现该结构比图3的十字形结构具有更高的损耗和更高的串扰。因此优化输入和输出切换器是重要的，如下面所述。注意图4a一般需要2m-1个路由器，在该特别情况下m＝2，仅需要3个路由器。由于m＝2最易于实现，可以用它来实现2的任何更高次方，所以它是实际中最重要的例子，从而可以通过采用单元结构而无需波导交叉来实现各m×(2m-1)切换器，如图5所示。参照图5，其中画出了采用最少数量3个2×2切换单元实现的无阻断2×3结构。各2×2切换单元在控制信号C的控制下工作，其中控制信号C用于控制单元是处于横杆状态(bar state)例如501和503，还是处于交叉状态(cross state)例如502。注意到用于将3个单元501-503互连的波导504没有任何一个彼此交叉。注意“深度”一般定义为沿特定信号通路的单元总数，它是决定损耗和串扰的一个重要参数。因此，2×3结构的深度为2，因为在输入端口的信号必须通过至多两个单元以到达输出端口。
另一方面，对于m＝3，可以发现需要总计10个2×2单元，图6中画出了最佳的具有最小深度的m×(2m-1)结构。如图3所示，采用3个单元作为1×2单元，3个单元构成3×2结构，4个单元构成3×3结构。然而，图4a的Clos结构与图3的十字形结构相比，缺点在于其具有较高的串扰。实际上，在图3中，各输入和输出单元只接受一个信号，因此单元消光比引起的串扰可以忽略。与图5和6中的相比，有些单元，例如图5的501和503同时接收两个信号，从而由单元的消光比引起相当大的串扰。该问题的一个有效解决途径是调整图5和6的结构，使之确保各单元只传送一个信号，例如如图5的502那样。对于m＝2我们导出了图7的结构，称作充分扩张(dilated)2×3结构。这是以最少数量单元和最小深度满足上述条件的最佳结构。它是一个二叉树的十字形结构，包括两个1×3输入切换器(701、702和703、704形成独立的1×3切换器)与3个2×1输出切换器705-707相结合，如图8所示。如图所示，该结构含有7个单元，而仅具有一个波导交叉点708。类似地，对于m＝3，通过采用22个单元形成输入和输出二叉树的十字形结构，如图9所示，可以以最小深度5实现最佳的m×(2m-1)扩张结构。采用3个2×2单元901作为1×2单元，7个单元构成3×2单元902，12个单元构成3×3单元903。采用上述扩张结构中的各2×2单元作为1×2或2×1单元，从而仅传送一个信号，因此对于各个单元不需要高的消光比。另一方面，图5和6的结构显然更为简单，在2×2单元具有高消光比的情况下其为优选结构。
如前所述，深度通常定义为沿特定信号路径的单元总数，它是决定损耗和串扰的一个重要参数。通常也很重要的是由不同单元形成的列的总数所给出的深度，因为当该结构集成形成单个晶片时它决定了晶片的尺寸。图3的结构具有最小深度。另一方面，如果在中间级只采用三个路由器(图4a)，则图5和6的结构其深度最小，单元数量和波导交叉点最少。
前已指出，重复应用Clos结构形成的结构其减小因子等于单个因子的乘积。例如相继两次应用具有因子m1和m2的Clos结构，形成m＝m1m2，该结果为类似于图4b的输入级结构，如图4f所示。唯一的区别在于其输入级现在由m×p个切换器构成，而不是m×(2m-1)个切换器，类似地其输出级由p×m个切换器构成，其中m＝m1m2，p＝p1p2，以及p1＝2m1-1，p2＝2m2-1。每个图4f切换器现在包括分别由m1×p1和m2×p2切换器构成的两个级。输入切换器和输出切换器现在特征在于p＞2m-1，因此通过采用具有m＝m1m2的图4b结构并采用m×(2m-1)和(2m-1)×m个输入和输出切换器，以一步实现N×N结构，可以减小中间模块的数量。另一方面，通过采用两次应用Clos结构而得的图4d结构，可以获得更为简单的输入和输出切换器。特别地，从图4f的结构，通过对图4f中各模块采用图7的结构，可以实现对于m＝4的m1＝m2＝2的充分扩张结构。在此情况下，可以发现图4f中两级之间的各连接450包括一个直接连接至一个1×2单元的2×1单元，如图4g中451所示。因此可以用一个2×2单元452替代图4g中的各对单元451，最后结果为图4h的结构，由于其易于以集成形式实现并且具有可忽略的一级串扰而具有吸引力。注意到上述结果，对于图4f两个模块之间的各连接，其中出现一个2×1单元直接连接至一个1×2单元的情况，这是各构造模块充分扩张时的一般特性。从而上述两个单元451之一是多余的，可以将其去除，如果另一个被替换为2×2单元的话。
如图10所示，通过在m个输入的每个中包括输入调制器，可以获得一个具有吸引力的结构。所示m×(2m-1)单元包括调制器1001和1002，分别用于将输入信号I1和I2调制到来自激光器1003和1004的信号上。激光器1003和1004的波长通过一个分离的控制信号加以选择。注意来自激光器1003和1004的波长信号决定输入信号通过图4a的路由器401的切换路径。因此在图4a中，输入级402的控制信号C1…Ci和输出级403的控制信号C’1…C’I与激光器1003和1004的控制信号C一起决定了各输入信号通过图4a的N×N切换器的切换路径。
上述图4的Clos结构和图3的十字形结构比采用单个N×N路由器的结构具有如下优点：1)只需要n个激光波长而不是N个，以及2)各路由器可以以集成形式实现，并且在损耗和效率方面具有优越的性能。实际上，采用已有技术难以在单个路由器中实现128×128切换器。注意到各个n×n路由器可以替换为单个光栅结合以透镜或反射镜的传统折叠结构。
总之，以三级构造较大的N×N切换器，分别包括n×n波长路由器结合以空间切换器的输入级和输出级。各输入切换器连接至多波长激光器。图10的输入空间切换器包括m个调制器，与之连接有m个输入和m个多波长激光信号，继之以2×2切换单元的无阻断m×m(2m-1)切换器结构。所得输入空间切换器适于以集成形式实现。各输入激光信号首先由输入数据信号加以调制，然后切换器将其传送至特定的路由器，该路由器根据激光波长将经调制信号传输至特定的输出端口。在图11所示的输出空间切换器中，m×(2m-1)切换器结构继以m个接收器。在最简单的情况下，N×N电子切换器通过采用n＝N/m个输入空间切换器(图10)和n＝N/m个输出空间切换器(图11)加上2m-1个路由器(图4a的401)实现。
所描述的仅仅是本发明原理的例示性应用。本领域技术人员可以在不偏离本发明精神和范围的情况下采用其它方法和结构。
附件A
理想地，可以将图1的路由器由一组N波长λj表征，使得从任一输入端口至任一输出端口的传输系数在上述波长之一处具有传输峰值[1，5]。实际上，如果将路由器设计成对于特定输入端口例如中央端口具有上述特性，则可以发现上述特性只是近似适用于其它端口。因此，该路由器的问题在于随N增大的波长误差，并且为了使这些误差保持较小，必须满足N<36100GHz.]]>
GHz为以GHz计算的信道间距。例如，对于50GHz的信道间距，必需N＜52。通过调整路由器，通过如[6]中所述增宽其通带，可以使该值增大至1.25倍，但是此技术也使损耗和串扰增大大约3dB。
图1的路由器包括N个输入波导，N个输出波导，两个介电平板，和一个连接在这两个平板之间的波导光栅。输入和输出波导以等间距a连接至所述两个平板，两个平板之间的光栅波导(臂)特征在于具有恒定的路程差。因此从特定输入波导至特定输出波导的各传输系数基本呈现周期性特点，具有等间隔的峰值，每个峰值由光栅的特定级p产生。特别地，从第i输入波导至第k输出波导的最大传输波长λ由下述关系限定：xi-xkR=pλ-p0λ0b---(1)]]>
其中图1中所示各参数定义如下：
xi、xk为确定所述两个波导位置的坐标，
b为所述臂的接收端和发送端的间距，
p0为特定级p，
λ0为对于i＝k和p＝p0时最大传输的中央波长，
R为输入和输出波导从光栅中央臂的径向距离。
注意上述表达式可以写成：
pλ-p0λ0＝(p-p0)λ0+p0(λ-λ0)+(p-p0)(λ-λ0)(2)
其中在λ-λ0或p-p0很小时最后一项可以忽略。通过适当选择输入和输出波导的间距a，使得a=1NRλ0b]]>
可以由上式(1)得最大传输波长λ=λ0+[i-kN-(p-p0)]λ0p---(3)]]>
在这些波长中选择N波长λj对于i＝0、k＝j和p＝p0而得的特定子组。该子组具有重要的特性，忽略(2)的最后一项以简化方程(3)近似而得，简化为λ≈λ0+[i-kN-(p-p0)]λ0p0]]>
根据该式，各传输系数在上述波长λj之一处具有峰值，形成峰值的适当值j、p以简单的方式与i、k相关。另一方面，被忽略项引起对应于λj的峰值的实际波长偏离λj。通过将输出波导稍微偏离其初始位置可以以因子2减小该误差，则最大波长误差由下式给出：δϵ≈λ04p0]]>因而，采用传统(窄带)设计[6]必需N＜0.36p0以使上述误差引起的损耗保持在1db以下。在上式中，p0由信道间距决定，因此我们得到最终结果N<36100GHz.]]>
例如，对于50GHz的信道间距，必需N＜52。通过如[6]中所述增宽其通带，可以使该值增大至1.25倍，但是此技术也使损耗和串扰增大大约3dB。上述限制仅仅由于此处我们对于所有输入端口限定了相同的梳形N波长而产生。通过允许各输入端口具有不同的梳形波长，可以消除上述限制，但是因而需要总计N个梳形(包括总计2N-1个波长)，以便提供从所有输入端口的最大传输。这里我们假定各梳形由一个多波长激光器产生。因此，由于不同激光器产生不同的波长梳形，所以各激光以不同的波长为中心，从而上述结构难于设计。上述考虑是图1中小N值较为有利的一个原因。如前面介绍中所指出，其它原因还有：1)一般最好通过减少对各激光器波长数量的需要来简化激光器的设计，以及2)具有大N值N＞64的路由器难以以集成形式设计而具有满意的损耗和串扰值。另一方面，被忽略项引起对应于λj的峰值的实际波长偏离λj。通过将输出波导稍微偏离其初始位置可以以因子2减小该误差，则最大波长误差由下式给出：δϵ≈λ04p0]]>
因而，采用传统(窄带)设计[6]必需N＜0.36p0以使上述误差引起的损耗保持在1db以下。在上式中，p0由信道间距决定，因此我们得到最终结果N<36100GHz.]]>
例如，对于50GHz的信道间距，必需N＜52。通过如[6]中所述增宽其通带，可以使该值增大至1.25倍，但是此技术也使损耗和串扰增大大约3dB。上述限制仅仅由于此处我们对于所有输入端口限定了相同梳形N波长而产生。通过允许各输入端口具有不同梳形波长，可以消除上述限制，但是因而需要总计N个梳形(包括总计2N-1个波长)，以便提供从所有输入端口的最大传输。这里我们假定各梳形由一个多波长激光器产生。因此，由于不同激光器产生不同的波长梳形，所以各激光以不同的波长为中心，从而上述结构难于设计。上述考虑是图1中小N值较为有利的一个原因。如前面介绍中所指出，其它原因还有：1)一般最好通过减少对各激光器波长数量的需要来简化激光器的设计，以及2)具有大N值N＞64的路由器难以以集成形式设计而具有满意的损耗和串扰值。
附件B
参考文献：
[1]Doerr，C.，Dragone，C.，Glass，A.，and Kaminow，I.P.，″ABroadband Electronic N×N Cross-Connect Switch Using TunableLasers″，美国专利申请号09/400,240，申请日Sept21，1999.
[2]Bernasconi，P.，Doerr，C.R.，Dragone，C.，Cappuzzo，M.，Laskowski，E.，and Paunescu，A.，″Large N×N Waveguide GratingRouters，″Journal of Lightwave Technology Systems，″IEEE通信杂志，18(7)：pp.985-991，July 2000 May 1987.
[3]Padmanabhan，K.，and Netravali，A.，″Dilated Networks forPhotonic Switching，″IEEE通信学报，Vol.COM-35，No.12，pp.1357-1365，December 1987.
[4]Clos，C.，″A Study of Non-blocking Switching Networks，″B.S.T.J.，32，1953，pp.406-424.
[5]Dragone，C.，″An N×N optical multiplexer using a planararrangement of two star couplers，″IEEE光子技术Lett.，vol.3，pp.812-815，Sept.1991.
[6]Dragone，C.，″Efficient techniques for widening the passband of aWavelength Router″，IEEE Journal of Lightwave Technology，Vol.16，No.10，October 1998，pp.1895-1906.这些技术也在下述美国专利中有描述；本申请的专利号为5,412,744，5,467,418，5,488,680.
[7]Dragone，C.，″Optimum Design of a Planar Array of TaperedWaveguides，″J.Opt.Soc.Amer.A.，Vol.7，No.11，pp.2081-2093，Nov.1990，Applied Optics，26，April 1987.