具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式.pdf

具有导频支援形干扰分离 功能的CDMA通信方式
    【技术领域】

    本发明涉及在传输过程中混入的噪音中特别针对具有大妨害的干扰噪音，采用可提高其抗干扰性的频谱扩展调制的通信方式以及采用可提高针对有色噪音的抗干扰性的基带脉冲调制和带通形数据调制的通信方式。这里，在应用时效果特别大的频谱扩展调制(SS)之后主要以PSK等的向无线频带实施变换的移动通信方式进行说明。现有技术

    频谱扩展通信是通过由发送数据调制扩展码序列，在宽频带将呈现较窄频带频谱的所述数据扩展并传输的通信，其通信方式呈现很多优秀的特征，如单位频率的传输功率小且可以将对其他通信的妨害降到较轻微的水平，同时针对在传输过程中混入的环境噪音即一般的外来噪音和来自希望站以外的其他移动站-干扰站地干扰噪音，本质上具有强抗干扰性等。但是，也存在着由于多个站的通信共用同一频带，因而干扰噪音的妨害成为支配的问题点。

    图15示出经无线通路进行频谱扩展通信的移动通信系统的一般结构框图，发送机TX对序列发生器1所发生的扩展码序列乘积调制2值发送数据b获得基带发送输出s(t)，还通过用振荡器2所发生的频率f0的载波调制基带发送输出，将包含数据b的载波频谱扩展之后，经无线通路向接收机RX送出。当然，作为扩展码序列一般是采用与所述数据b的长度相同的比特周期长度的伪噪音(PN序列)，以下举例说明在PN序列中代码字种类多并被广泛采用的黄金(Gold)序列(以下示为G序列)。

    接收机RX经省略了图示的天线将被频谱扩展调制的信号引导至放大器3并放大到所需电平，之后将此被放大的信号与本机振荡器4的本机信号fL(＝f0)混频，经低通滤波器5从此信号解调至基带频带的接收扩展信号r(t)。即进行相干解调或非相干解调。

    将此基带频带扩展信号和序列发生器6发生的与所述发送机TX中采用的代码相同的M序列代码输入乘法器后，将其结果所得到的乘积输出，由积分器8对M序列的序列长(1帧)的期间进行积分进而得到可调滤波输出。在所述帧的结束那一刻用检波器9检波此输出，并通过与阈值比较的硬判定功能，检测2值接收数据。经同步检波器10向所述序列发生器6的控制端子输入以此检测数据为基础作成的控制信号后，为使相位与接收的信号同步而控制G序列的发生时限。另外，图15的接收机RX中，虽然经常进行本机振荡器4和序列发生器6的乘积功能的交换配置，但全体的解调功能是相同的。

    图16是传输过程中信号频谱的模拟示意图，图(a)的11是频谱扩展调制信号的频谱，12是混入环境噪音的频谱。在接收机对此进行G序列的解调(解扩)则如图(b)所示扩展在宽频频带上的所述频谱扩展调制信号11变为窄频带的信号13，而且环境噪音12变为扩展在宽频频带上的信号14，因此是可抑压环境噪音影响的通信方式。

    图17是现有的直接扩展形频谱扩展通信方式(DS-SS)中的G(脉冲)序列gI与2值信息的对应示意图，代码长L＝7(码片)的例子。同图中b是应发送2值数据，T是数据周期(帧周期)，Tc是码片周期，sI(t)是b和gI(t)的乘积输出。发送帧s(t)是将sI(t)的各脉冲作为方形波的发送用基带波形。并且，gI(t)和g(t)由式(1)(2)g1(t)=Σi=0L-1c1δ(t-iTC)0≤t≤T---(1)]]>g(t)=Σi=0L-1c1q1(t-iTC)0≤t≤T---(2)]]>(3)给出。

    这里(i＝0、1、2……、L-1：L为扩展序列长度)是扩展序列的第i个码片振幅、δ是δ函数、qI是方形波函数。如图所示，对应“1”的方形波对应“0”发送其倒相输出 g(t)。实际上s(t)将使fc＝TC-1频带限制在以下的信号变换为无线频带发送。现在开始数据信号的占有频带宽基本为fD＝1/T左右，扩展发送输出s(t)的带宽基本变为fc＝TC-1，由下式

    fc＝LfD                                      (4)给出。

    当然，发送qI(t)时也可以取代(3)式的方形波而采用相邻抽样点的自相关函数取0的波形qI(t)(被称为修正抽样函数，qI(t)的DFT变换具有余弦特性曲线斜率)。这时，如果在接收侧准备与发送侧相同的波形qI(t)，由此波形进行相关解调，则接收信号中的希望波成分成为(2)式的脉冲串。通过用qI(t)解扩此脉冲串可检测信号。所以，频谱扩展调制信号占有极其宽的频带因而可以将有色噪音功率(与信号g(t)同相成分)抑压至1/L，抗噪音性强。

    但是，通常，不管是使用L≥1的L倍的频带，同时通话数KS为KS≤L(L的几分之一左右)，同时传输容量/Hz为时分多址方式(TDMA)的(KS/L)倍。因此，与时分多址方式相比，一般会存在传输路的频带利用率变为极低的缺点。

    这样同时通话数NS与L比不能设定很大的理由是因为分配给希望站的G序列g0(t)与分配给其他移动站的种类不同的G序列gk(t)(k≠0)的相互之间存在的相互相关系数不能变得很小的缘故。而且，一般对有色噪音、在传播过程中由于多重反射(多路径)而产生的延迟波、伴随衰落的传播噪音等抑压效果也不充分，这些的主要原因是降低了频谱扩展方式中的频率利用率。

    在现有的直接扩展形频谱扩展通信方式中，过程增益Gp由

    Gp＝10log10L                                   (5)给出。如果到来噪音是单一频率且其相位与g0(t)相同，则接受侧解调后的解调噪音功率(图15的积分器8的输出)针对到来噪音功率(图15的LPF5的输出)为如所述1/L。但是，不同的G序列相互间的相互相关值g0(t)和gk(t)由分别独立的发送信息调制，而且由关于两者帧的相互相位变动，其平均值由给出，而且最坏的相关值要比此值更大。其结果，具有高相互相关的干扰波多数长时间进入，其结果误码率明显恶化的情况时有发生，因此存在不能将同时通话数NS设得过大的问题。

    另外，由于传播过程的多重反射(多路径)而产生的延迟波的自干扰噪音的发生或其他站干扰噪音的增大、伴随衰落的接收SN比的下降使得错误率更加恶化。这些的主要原因是降低了CDMA方式的频率利用效率。本发明涉及能对应的不仅是窄带噪音，还有这样的其他站之间的干扰噪音(宽带噪音)或基于别的小区(移动通信系统的服务区)进行的同样的通信小区间干扰噪音的技术。

    为抑压上述的干扰噪音，以下所述的2个方法已被研究。

    (A)干扰消除方式

    (B)最小平均2乘误差-判定反馈方式说明方式(A)。接收机利用所述小区内的所有用户(用户数K)的地址用基准扩展序列，对接收信号r(t)进行通常的DS-SS方式的接收解调。即准备K个接收机输出K个初始判定输出1，2，…k。为求出希望站的信息b1的正确值，对23，…k分别乘以基准扩展序列，乘以传输路的推定特性，作成伪干扰波。作成从接收信号减去此成分的干扰去除接收信号对再进行解调处理，得到最终判定输出(参考：Ranijee Prasad：“CDMA for Wireless PersonalCommunications，”Artech House，1996：参照页316～327页)

    此方式，依赖于初始判定输出1，2，…k的精度和传输路的推定特性的精度，当K超过码长L的1/2时性能显著下降。而且，方法规模变为极大。

    在方式(B)，将接收信号加入横向正交滤波器，尽量使接收信号中所含有的噪音正交化，并将其输出由通常的DS-SS方式的解调方式用基准扩展序列解扩，得到其硬判定输出。所述正交化由横向滤波器的系数控制来实现。进行所述解调得到的的判定反馈。即为使与其前段得到的解扩输出的误差变小每次各帧的解扩和判定处理都微调整上述的系数。(最小2乘法平均误差算法)。(参考：Predrag B.Rapajic and Branka S.Vucetic，“Adaptive Receiver Structuresfor Asynchronous CDMA Systems，”IEEE JSAC，vol.12，no.4，may，1994)

    此方法在干扰噪音的周期稳定性可以假定时是有效的，但是对移动体来说，不一定是现实的假定。即一般是需要有传输路或干扰的特性不变的长的稳定期间。而且，一旦噪音稍微过大，则应使所述误差减小的系数控制出错，使误差变得更大的控制结果时有发生，从而失去稳定的操作。发明内容

    本发明的目的在于克服对CDMA通信方式具有的多路径延迟波及干扰波的妨害弱的所述问题点。为达到此目的，在本发明中，发送机发送导频帧，接收机采用了具有利用此导频帧的接收响应信息，去除包含在数据帧中的多路径延迟波及干扰波的妨害成分的功能的结构。具体是采用了以下说明的各结构。1.一种具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：在直接扩展形CDMA通信方式中，各发送机具有生成在核心扩展序列的前后作为保护序列配置了该扩展序列的后部和前部或0序列的扩张序列，由发送信息调制该扩张序列并生成发送数据帧，由导频信息调制该扩张序列并生成不受其他发送机发送的同样的数据及导频帧影响的孤独形导频帧，并且发送它们的功能，接收机具有接收与希望站扩张序列中的核心序列同步位置的同步接收数据群帧和同样的同步接收孤独导频群帧，并分析该两群帧的功能；从该两分析输出推定干扰波成分的影响并去除之，从而生成希望站u0的发送信息的推定值的功能；硬判定该推定值的功能，由此不受干扰妨害检测发送信息。2.上记1中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：接收机具有将从第k(＝0，1，2，……)个各用户站uk接收的该各导频群帧rkpf和同步于希望站u0的数据帧的同步接收数据群帧加进匹配于具有与核心扩展序列代码长相等的任意的1至多种类的分析序列的匹配滤波器，输出各导频响应互相关函数和数据响应互相关函数并对其进行存储的方法；通过由代数运算解上述导频响应的矩阵P及数据响应互相关函数的矩阵Φ所构成的多元1次连立方程式来获得希望站发送信息的推定值的方法。3.上记1中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：通过求与从希望站u0接收的导频群帧r0pf的互相关函数在0位移位置取1，在其他的位移位置取0的第1分析序列y，并求从干扰站uk(k≠0)接收的导频群帧rkpf和y的0位移相关值Yk的方法、求与r0pf的0位移相关值取0，与rkpf(k≠0)的0位移相关值取Yk的第2分析序列w的方法、从同步接收帧r和y的0位移相关值R中减去r和w的0位移相关值W，进而求希望站发送信息的推定值4.上记3中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：求与r0pf的0位移相关值取1，与rkpf(k≠0)的0位移相关值取0的分析序列v，使r和v的0位移相关值V为推定值5.上记1～4中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：为使在希望站同步接收帧内不包含接收机从希望站接收的自干扰波的扩张帧序列的帧边界或从各干扰站接收的各扩张帧序列的帧边界，基站的发送机具有向各用户站发送控制各用户站的发送帧序列的发送时限的复帧同步信息的准同步功能，各用户站接收机具有接收识别该同步信息的方法，各用户站发送机具有在该复帧的各导频间隙上时分发送该各用户的导频帧的方法，该基站的接收机具有接收对应的该导频群帧，并生成导频响应相关函数或分析序列的方法。6.上记1～4中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：发送机具有反复排列核心扩展序列并生成反复序列，在该反复序列的前后附加保护序列并生成扩张序列的方法；通过由发送信息和导频信息调制该扩张序列的1至多个进而分别生成反复数据帧群和反复导频帧的方法；通过相加由该两反复帧的每一个调制相互不同的载波而得到的输出生成频分合成的发送多帧的方法，接收机具有接收该多帧并通过采用与发送载波对应的本机载波和同步技术分离解调对应的同步接收数据群帧群和导频群帧的方法；为在从希望站接收的同步接收帧内不包含从希望站接收的自干扰波的扩张帧序列的帧边界或从各干扰站接收的各扩张帧序列的帧边界，发送控制各用户站发送机的发送时限的同步信息的准同步功能。7.上记1中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：代替所使用的孤独导频，各发送机在与其他发送机发送的数据帧重复的时限上周期性地发送重复形导频帧，接收机接收该各重复形导频帧，使其针对多个导频帧求出希望站扩展序列与在0位移以外正交的分析序列z的相关值，从这些相关值的平均值获得导频响应输出。8.上记1中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：第k个用户站uk(k＝0，1，2，……)的发送机具有生成在多次反复长L的核心扩展序列的反复序列的前后作为保护序列配置了该反复序列的后部和前部的扩张序列E0的方法；生成n(n＝1，2，……，L-1。)码片循环位移了该扩张序列的n位移扩张序列En的方法；由第n个发送信息bkn调制该n位移扩张序列En并生成第n个发送数据帧的方法；相加这些L个发送帧并生成合成数据帧，利用第k个载波发送该合成数据帧的方法；利用第k’(≠k)个载波发送由导频信息调制了该扩张序列E0的发送帧的方法，接受机具有用第k和第k’个载波分别解调同步于希望站的帧的同步接收数据群帧和导频群帧的方法；以该两解调输出为基础为获得希望站u0的发送信息的推定值的(a)～(c)中的某一方法。

    (a)将从各用户站接收的该各导频群帧rkpf和同步于希望站数据帧的同步接收数据群帧加进匹配于具有与核心扩展序列代码长相等的任意的1至多种类的分析序列的匹配滤波器，输出各导频响应互相关函数和数据响应互相关函数并对其进行存储，通过由代数运算解上述导频响应的矩阵P及数据响应互相关函数的矩阵Φ构成的多元1次连立方程式来获得希望站发送信息的推定值的方法。

    (b)求出与从(第0个)希望站接收的导频群帧r0pf的互相关函数在0位移位置取1，在其他的位移位置取0的第1分析序列y，并求出从干扰站uk(k≠0)接收的导频群帧rkpf和y的0位移相关值Yk、求出与r0pf的0位移相关值取0，与rkpf(k≠0)的0位移相关值取Yk的第2分析序列w、通过从同步接收帧r和y的0位移相关值R中减去r和w的0位移相关值W，求出希望站发送信息的推定值的方法。

    (c)求出与r0pf的0位移相关值取1，与rkpf(k≠0)的0位移相关值取0的分析序列v，从r和v的0位移相关值V求出希望站发送信息的推定值的方法。9.上记8中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：发送机具有作为核心扩展序列采用有相互成对关系的偶差正交序列gH和gV，生成在两者的各个反复序列附加了保护序列的扩张序列EH(0)和EV(0)的方法；通过偶数值(n)位移两者从而生成扩张序列EH(n)、EV(n)的方法；由导频信息及发送信息调制这些每一个扩张序列的方法；由该调制输出调制同一载波并发送的方法，接收机具有为从同步于希望站帧的同步接收帧获得希望站发送信息的推定值的(a)～(c)中的某一方法。

    (a)将从各用户站接收的该各导频群帧rkpf和同步于希望站数据帧的同步接收数据群帧加进匹配于具有与核心扩展序列代码长相等的任意的1至多种类的分析序列的匹配滤波器，输出各导频响应互相关函数和数据响应互相关函数并对其进行存储，通过由代数运算解上述导频响应的矩阵P及数据响应互相关函数的矩阵Φ构成的多元1次连立方程式来获得希望站发送信息的推定值的方法。

    (b)通过求出与从(第0个)希望站接收的导频群帧r0pf的互相关函数在0位移位置取1，在其他的位移位置取0的第1分析序列y，并求出从干扰站uk(k≠0)接收的导频群帧rkpf和y的0位移相关值Yk(k≠0)、求出与r0pf的0位移相关值取0，与rkpf(k≠0)的0位移相关值取Yk的第2分析序列w、从同步接收帧r和y的0位移相关值R中减去r和w的0位移相关值W，求出希望站发送信息的推定值的方法。

    (c)求出与r0pf的0位移相关值取1，与rkpf(k≠0)的0位移相关值取0的分析序列v，从r和v的0位移相关值V求出希望站发送信息的推定值的方法。10.上记1～4中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：准备Γ组由Γ次完全互补序列的结构要素即Γ个的要素序列组成的组，在各用户站上作为导频信号用扩展序列ghv(h＝0，2，4，……，Γ-2)及数据用扩展序列gh+1，v分配上述的2组，第k个用户站的发送机具有针对ghv和gh+1，v(h＝2k)，由反复其第v(＝0，1，2，……，Γ-1)个的1个要素序列作成反复要素序列的方法生成Γ个反复要素序列的方法；生成在其每一个的前后附加保护序列的扩张序列Ehv，Eh+1，v(h＝2k)的方法；由导频信息和数据信息分别调制该扩张序列Ehv和Eh+1，v的方法；由该调制输出调制第v个载波fv从而生成发送帧，并发送之的方法，接收机具有将用该载波fv解调了希望站u0的同步接收帧的输出分别附加至匹配于该各要素序列ghv，gh+1，v(h＝0，1)的匹配滤波器，并生成导频响应及数据响应相关函数的方法；为利用这些输出获得希望站发送信息的推定值的(a)～(c)中的某一方法。

    (a)将从各用户站接收的该各导频群帧rkpf和同步于希望站数据帧的同步接收数据群帧加进匹配于具有与核心扩展序列代码长相等的任意的1至多种类的分析序列的匹配滤波器，输出各导频响应互相关函数和数据响应互相关函数并对其进行存储，通过由代数运算解上述导频响应的矩阵P及数据响应互相关函数的矩阵Φ构成的多元1次连立方程式来获得希望站发送信息的推定值的方法。

    (b)求出与从(第0个)希望站接收的导频群帧ropf的互相关函数在0位移位置取1，在其他的位移位置取0的第1分析序列y，并求出从干扰站uk(k≠0)接收的导频群帧rkpf和y的0位移相关值Yk、求出与r0pf的0位移相关值取0，与rkpf(k≠0)的0位移相关值取Yk的第2分析序列w、通过从同步接收帧r和y的0位移相关值R中减去r和w的0位移相关值W，求出希望站发送信息的推定值的方法。

    (c)求出与r0pf的0位移相关值取1，与rkpf(k≠0)的0位移相关值取0的分析序列v，从r和v的0位移相关值V求出希望站发送信息的推定值的方法。11.上记10中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：用户站uk的发送机具有生成n(n＝0，1，2，……，L-1)码片位移了扩张序列的Γ个n位移扩张序列Ehv(n)(h＝2k，2k+1)(v＝0，1，2，……，Γ-1)的方法；由第n个发送信息调制该Γ个n位移扩张序列的方法；由该第v个调制输出调制并发送第v个载波的方法，接收机具有获得L个希望站发送信息推定值的方法。12.上记8中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：采用作为n整数(0～L-1)中的1至多个的任意值传输多个发送信息，并接收解调之。13.上记11中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：采用作为n整数(0～L-1)中的1至多个的任意值传输多个发送信息，并接收解调之。14.上记8或10～13中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：作为1次导频帧发送用将作为导频帧而采用的扩张序列或扩张序列组用于多个帧，在上记的空帧用于发送信息的传输，或作为其他用户站的导频帧用所有用户时分共用。15.上记8～13中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：发送机具有准备M’个核心扩展序列，选择并发送其中之一的方法，接收机具有准备能对应所有该核心扩展序列的分析电路，并从其中获得M’个发送信息的推定值的方法；通过相互比较判定这些推定值按每一符号帧检测log2M’比特的发送信息的方法。16.上记8～13中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：发送机由多值振幅信息信息调制扩张序列，接收机进行发送信息推定值的多值振幅识别，按每一符号帧检测多比特的发送信息。17.上记2～4中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：在(L-1)以下的用户站针对核心扩展序列长L可同时采用同一频带进行发送的系统中，接收机具有通过将1站的附加导频响应加至以从(L-1)用户站接收的导频群帧为基础所生成的导频响应中，生成大小为LxL的P矩阵，为使该矩阵P的阶不下降而设定该附加导频响应的方法。18.上记8～13中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：在针对构成反复扩张序列的核心扩展序列长L，按每1码片间隔顺序位移并发送(L-1)个发送帧的系统中，接受机具有通过将1行的附加导频响应加至以导频群帧为基础所生成的(L-1)行的导频响应中，生成大小为LxL的矩阵P，为使该矩阵P的阶不下降而设定该附加导频响应的方法。19.上记8～13中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：针对导频响应的系数矩阵P为NxN循环矩阵的情况，当解由该系数矩阵P、数据响应矩阵Φ和未知数矩阵组成的N元1次连立方程式时，对该系数矩阵P乘以NxN的傅里叶变换矩阵FN求出矩阵α，对以矩阵α各行要素的倒数为其行的对角要素的对角矩阵乘以傅里叶变换矩阵，对其乘算输出矩阵再乘以NxN的傅里叶变换矩阵FN，由此求出该系数矩阵的逆矩阵[P]-1，对数据响应矩阵Φ乘以[P]-1，由此得到未知数矩阵20.上记2～4或7～13中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于采用下述方法，即当解由导频响应矩阵[P]、未知数矩阵和数据响应矩阵[Φ]组成的L元1次连立方程式时，假设该矩阵[Φ]的第j行的要素为1，其他要素为0时预先求出方程式的解矩阵求出对乘以该行列[Φ]的第j行的要素Φj的矩阵通过关于j相加这些矩阵求出所述未知数矩阵21.上记1～4中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：接收机具有抽出同步于希望站帧的同步接收导频帧和同步接收数据帧的方法；作为解调对象将该数据帧序列所含的1个帧作为赋予了第0号的目标帧，从在该目标帧近旁的第n个到来的同伴帧与该目标帧之差(和)生成第n个差分帧d0n的方法；通过由代数运算解针对该差分帧的多元1次连立方程式，求出希望站及干扰站的发送信息推定值(k＝0，1，2，……)取规定值(+2，-2)近旁值的差分帧的集合s(d0h’)的方法；通过比较从d0h’求出的干扰站推定值的规定值(0，±2)近旁所包含的候补数Nh，Nh’的大小求出目标帧上的希望站发送信息的检测输出00。22.上记21中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：通过具有求出与从(第0个)希望站接收的导频群帧r0pf的互相关函数在0位移位置取1，在其他的位移位置取0的第1分析序列y，并求出从干扰站uk(k≠0)接收的导频群帧rkpf和y的0位移相关值Yk的方法、求出与r0pf的0位移相关值取0，与rkpf(k≠0)的0位移相关值取Yk的第2分析序列w的方法、求出该第2分析序列w与所述差分帧d0n的相关值W0n，并求出满足W0o的功率在预先设定的阈值功率以下的条件的差分帧集合s[d0h]的方法、求出该各差分帧d0h与该第1分析序列y的相关值D0h，并平均D0h的方法，来获得目标帧上的希望站发送信息的推定值值23.上记22中的具有导频支援形干扰分离功能的CDMA通信方式，其特征在于：系统向各用户站uA，uB，uC，uD，……分配构成完全互补序列的组(A，B)，(C，D)……的要素的自互补序列的组(A0，A1)，(B0，B1)，(C0，C1)，(D0，D1)，……之一，各发送机具有由第n个发送信息bAn，bBn，……，分别调制每2个的要素序列(A0，A1)，(B0，B1)……，由其各调制输出再调制相互不同的2个载波进而生成第n个发送帧的方法，接收机具有通过由该各载波解调接收输入帧，分离解调接收要素序列(A0，B0，C0，……)和(A1，B1，C1，……)的方法；准备与希望站uA自互补序列的组(A0，A1)有完全互补关系的自互补序列的组(B0，B1)，求出同步接收差分帧d0n与该自互补序列的组(B0，B1)的各要素序列的互相关函数，进而求出满足那些和输出的功率在阈值功率以下的条件的差分集合s[d0h]的方法；求出该差分帧d0h和基于每个希望站自互补序列的组(A0，A1)的0位移互相关输出，进而从那些和输出的平均值求出第0个目标帧的希望站发送信息的推定值的方法。

    【附图说明】

    图1为CDMA移动通信方式小区内传输路径说明图，(a)为上行(Up-link)传输示意图，(b)为下行(Down-link)传输示意图。

    图2为本发明一实施例的收发电路框图，(a)为发送机TX的电路示意框图，(b)为接收机RX的电路示意框图。

    图3(a)为希望波与干扰波的发送帧示意图，(b)为为希望波与干扰波的接收帧示意图。

    图4为相关函数输出特性示意图。

    图5为导频帧时分传输用复帧的结构示意图。

    图6(a)及(b)为导频帧频分传输用反复扩展序列的结构和频谱示意图。

    图7(a)为自正交序列码片位移形传输方式的发送波形示意图，(b)及(c)为自正交序列码片位移形传输方式的接收波形示意图。

    图8为第2实施例相关函数输出的结构成分(N＝4，0≤m≤2的情况时)示意图。

    图9(a)为第2实施例(码片位移形传输方式)的发送机电路结构示意图，(b)为第2实施例(码片位移形传输方式)的接收机电路结构示意图。

    图10(a)为第3实施例的接收帧和相关函数输出(导频帧响应)示意图。

    图10(a)为第3实施例的接收帧和相关函数输出(数据帧响应)示意图。

    图11(a)为采用Γ(＝4)次完全互补序列的第3实施例的收发机的发送机部分电路结构示意图。

    图11(b)为采用Γ(＝4)次完全互补序列的第3实施例的收发机的发送机电路结构示意图。

    图11(c)为采用Γ(＝4)次完全互补序列的第3实施例的收发机的接收机电路结构示意图。

    图12为N元1次连立方程式的高速处理示意图。

    图13为第4实施例的导频支援形差分帧解调方式框图。

    图14为导频支援形差分帧解调方式的分析输出发生频度特性图。

    图15为频谱扩展方式移动通信系统的一般结构示意框图。

    图16为传输过程中信号的频谱模拟示意图，(a)为接收波的频谱特性示意图，(b)为解扩后的频谱特性示意图。

    图17为现有的直接扩展形频谱扩展通信方式中的2值信息与发送帧信号的对应图。实施方式

    本发明是为克服对CDMA通信方式的原有基于多路径延迟波及干扰波的妨害抵抗能力弱的上述的问题点，发送机发送导频帧，接收机采用此导频帧的接收响应信息，具有去除数据帧所含的基于多路径延迟波及干扰波的妨害成分的功能。

    图1是本发明的辅助说明图，是CDMA移动通信方式的小区内传输路径说明图。图(a)的上行(Up-link)传输示出在此小区中从通信的移动站ui(i＝0，1，2，……K)(以下称用户站)向基站BS发送发送波su(ui)的状态。现在，如果设第0个用户u0为希望站，则对BS来说直达波的接收波rD成为希望波。在这里点线示出基于多路径的延迟波。发生希望波的延迟波成为自干扰波rs1。另一方面，来自希望站以外的用户站(也称为干扰站)的发送波作为他站(间)干扰波rX1被接收。其中不仅有直达波，如图示也含有多路径的延迟波。所以，接收的干扰波r1为自干扰波与他站干扰波的和。设全接收波为r，其表示为下式。

    r(t)＝rD(t)+r1(t)                              (6)

    r1(t)＝rS1(t)+rX1(t)                           (7)

    图(b)示出下行(Down-link)传输的路径。在这里也发生由波线表示的基于多路径的延迟波。而且，用户站u0接收的接收波不仅有图示的发送波sD(u0)和其延迟波，还含有未图示的其他站sD(ui)(i≠0)和其延迟波。下行时干扰波和希望波到达希望站u0为止的所要时间相同，所以不只限于直达波，所有的干扰波都同步接收，因此由于同步传输比上行的非同步传输干扰妨害被减轻。

    另外，存在遮挡直达波的物体时，也可以代替直达波而解调延迟波。这时，一些基于多路径的干扰波比解调对称波先行。在以下说明中，以在技术上较困难的上行传输为对象，为方便起见假定(此假定不失一般性)省略了先行波的状态，论述系统的设计法。

    图2为采用本发明第1实施例的一般扩展序列的收发机的电路结构。图(a)为第k(＝0，1，2，……k)个用户uk的发送机TX的电路。准备2进信息b序列和导频信息p序列，两者由图的导频插入电路PI合成，其输出成为b和p的合成序列。在序列b中插入的p的时间位置通常由从基站传输的发送导频帧时限信号eSP指定。接收机RX从其接收输入由既有的同步技术生成同步信息。其中如后述包括指定eSP的信息。图示的导频时限发生电路PTG由输入eSP生成导频时限信息。

    TX包括3个调制器MOD1，MOD2，MOD3。在MOD1上由b(图中，uk的发送信息为bk，省略表示b)或p调制扩展序列g(i)[i＝0，1，2，……，L-1]。在MOD2上此调制输出s(i)调制码片波形w(t)(通常码片时间幅的方形波形，抽样函数波形被使用)，生成基带发送帧s(t)。在MOD3上s(t)调制载波fa生成uk的无线频带发送波sak(t)。

    图6的接收机RX中，接收输入ra(t)进来。ra(t)在受到衰减和失真的sa(t)中加入噪音，由图2的调制器MOD4和减低滤波器LPF及同步于载波fa的本机载波ra(t)变换为基带频带的接收信号r(t)。希望站u0(以下将第0个用户作为希望站)的发送波的衰减和失真由省略图示的补偿电路补偿。所以，如果使r(t)成为补偿电路输出，则可认为其中原样包含基带的发送波。各用户站的发送波可以假定发生分别基于M个多路径的延迟波，这些的失真被补偿(干扰波或延迟波的衰减不被补偿)。此基带频带的接收波由r(t)=rof(t)+Σk=1krkf(t)+x(t)---(8)]]>rkf(t)=Σm=0Mikmbkgk(t-mTC)---(9)]]>给出。这里rkf(t)为由第k个用户的发送波所生成的直达波和延迟波的和组成的群帧(群帧通常附下标f)。μkm为第k个用户的第m个延迟波的信号振幅，一般由于收发载波的相位差而变为复数。另外，将对希望站的值进行μ00＝1标准化来说明。x(t)为白色噪音过程，也包括失真补偿的剩余成分。

    图2的MOD5和积分器I1生成输入信号r(t)和接收机的码片波形w(t)的相关输出。此相关输出成为码片周期的脉冲序列。在这里以每个希望站考虑一下同步于接收波的周期TD的同步接收帧r(t)[图3(b)参照]。此帧r(t)成为由上述相关检测的L个码片脉冲组成的接收帧r(i)。如后所述，作为扩展码采用循环扩张帧时的r(i)由式(10)给出。作为时间变量t＝iTc和Tm＝mTc的离散值表示采用i和m。

    此接收帧包含用数据b和导频信号p调制的希望站接收帧rD(i)、rP(i)之一。图示的同步电路SYN利用RX的最终检测输出生成所述希望站同步帧时限eF和收发导频帧时限eSP、eRP，将eF向数据帧分析电路D-AYZ、将eRP向导频帧分析电路P-AYZ传输。(这些同步信号也可以不利用检测输出而生成。例如如后所述，如果利用与发送站传输的主信号不同的频带或时隙，由同步专用信道或寻呼信道传输，则可实现可靠性更高的系统操作。)由这些同步信号的帮助，D-AYZ分析rD(i)，P-AYZ分析rP(i)。D-AYZ由P-AYZ的分析输出即导频响应矩阵[P]，生成去除了rD(i)中所含的干扰波成分影响的希望站的解调输出0。硬判定电路DEC硬判定0，生成对应发送信息b0的检测输出0。

    下面，对由于图2实施例的基带收发信号的帧结构用图3进行说明。在这里，考虑希望站u0发送发送信号s0(t)，干扰站发送发送信号s1(t)，当在基站解调希望站接收信号r0(t)的情况(k＝1的情况)。如图(a)所示，发送波s0(t)由扩张周期T的扩张帧序列构成。扩张帧在核心帧(时间幅度TD)的前后附加头部(时间幅度Th)和尾部(时间幅度Tf)。设用于此核心帧和扩张帧的k站扩展序列为gk(i)、gEK(i)。在头部和尾部分别采用gk(i)的后部和前部时，gEK(i)的任意位置的时间幅度TD的部分成为gk(i)的循环码。所以，gEk(i)是循环扩张码。另一方面，也可以设头部和尾部为零码。此时，gEK(i)成为带间隙扩张码。u0采用扩展序列g0(i)，将由发送信息b00、b01、b02、……调制从g0(i)生成的扩张扩展序列gE0(i)的输出s0(t)用扩张周期T发送。u1的发送信号s1(t)，非同步通信时一般在与s0(t)的时间差τ’01(≠0)的位置被发送。基站在向各用户站传送的同步信息中，为不使后述的接收帧的相互时间差τ01过大而加入控制此时间差τ’01的信号。

    这2个发送信号的每一个都发生基于多路径的延迟波。包含了此延迟波的接收波由图(b)示出。接收信号为这些波的和。注目希望站同步接收帧中的直达波b00g0(i)。此帧的存在期间(图示的时间幅度TD)的同步接收帧r(i)由同步信号ef抽出。在此帧内包含干扰波(μ01b00g0(i)、μ02b00g0(i)、μ10b10g1(i)、μ11b10g1(i))的一部分。为使在此同步接收帧内不混入相邻帧的干扰波，作为Th＝Tf，设定以下条件。

    |τ 0k|+|τ’km|＜Th

    (k＝0，1，2，……，L-1、m＝0，1，2，……M)    (11)

    这里，如前所述如果发送机的发送帧相对时限τ’0k由基站控制，则可以抑制使τ0k不会过大。延迟波(先行波)的延迟时间τ’km表示从直达波的延迟时间，由小区的自然环境决定其上限。所以，如果适当选择Th，则可以在不受相邻帧影响的准同步条件下实现解调操作。这是后述的为去除干扰波成分的必要条件。

    下面说明图2(b)的P-AYZ的功能。现在，将图3(a)的s0(t)中的1帧作为发送导频帧(s0p(i)＝PgE0(i))，通常以p＝1调制扩展序列并作成发送发送帧。在此发送帧的扩张帧期间，如后述其他站不发送。接收机由来自同步电路SYN的接收导频帧时限eRP可以识别此导频帧的帧位置，因而抽出导频接收帧rp(i)。(假设r0p(i)不包含白色噪音。通过由数据帧大功率发送或多次发送发送导频帧，此假设基本实现。)P-AYZ由匹配于g0(i)的匹配滤波器MF(g0)构成。现在对从希望站接收的同步接收导频群帧r0pf(i)(含延迟波)的P-AYZ的输出(导频帧响应)针对位移变量j由式(12)(13)(14)的周期互相关函数给出。(也可以采用非周期互相关。)Λ0f(j)=r0Pf(i)*g0(i)‾=ΣS=0L-1P0Sδ(j-s)---(12)]]>P0S=Σm=0Mμ0mλm00(s)---(13)]]>λm00(j)=1LΣi=0L-1c01c0i+m-j‾---(14)]]>这里*为卷积运算记号，—表示共轭记号，δ为δ函数，λm00(j)为g0(i)与使g0(i)延迟mTc时TD内包含的部分序列的互相关值，c0i为g0(i)的第i个码片振幅，下标i+m-j取modL的值。(作为位移轴变量τ＝jTc和位移值τS＝sTc的离散值表现，采用位移变量j和位移参数s)而且，p0S为直达波与延迟波的s位移相关输出的和，是u0的导频帧的s位移合成相关输出。

    一般uk所发送的导频帧的P-AYZ的输出由式(15)(16)(17)Λkf(j)=rkPf(i)*g0(i)‾=ΣS=0L-1pksδ(j-s)---(15)]]>pks=Σm=0Mμkmλm0k(s)---(16)]]>λm0k(j)=1LΣi=0L-1c0icki+m-j+1,(0,k)‾---(17)]]>表示。这里λm0k(j)为g0(j)与使gk(j)延迟mTc时的部分序列的互相关值，i’(0，k)＝τ0k/Tc，p0S、pkS成为后述的矩阵[P]的第0列、第k列要素的值。

    图2(b)的D-AYZ用以下的方法分析图3(b)的同步接收数据帧rD(i)。这里rD(i)相当于式(10)的r(i)。首先求出r(i)g0(i)的周期互相关函数Φ(j)。Φ(j)是在对uk的导频帧skP(i)的响应(相关函数)上乘以发送信息bk相加的值，由此式(18)成立。

    这里φk、ε为对应白色噪音x(i)的相关误差、检测输出误差，都为随机变数。

    接着，对未知数的解调输出下记L元1次连立方程式(19)被给出。这里矩阵[P]通过将P-AYZ的输出即矩阵的第k行转置为第k列[PkS(s＝0，1，2，……，L-1)→pSk]来生成。由于μkm为复数pSk也为复数。只是也可以仅利用其实数成分。式(19)当K≤(L-1)时可解。在D-AYZ，通过向MF(g0)加入rD(i)[＝r(i)]求得Φ(j)，利用矩阵[P]求出矩阵将矩阵中的加入图2b的DEC中，硬判定之，可求出希望站发送信息的检测输出0。由此方法，以去除了自干扰影响和他站干扰影响的形式检测希望站发送信息。当白色噪音x(i)小时，由于|ε|＜＜1，错误率变小。

    图4为相关函数输出特性图。在上部，当M＝2时将同步接收输入r0pf(i)、r1pf(i)和匹配滤波器的序列g0(i)模型化并示出。在下部，作为导频响应示出对直达波与延迟波的相关函数[Λ0(j)/r0p(i)，Λ0(j)/r0p(i-1)等]及其合成输出Λ0f(j)，Λ1f(j)。

    在上述说明中，RX作为用于希望站同步接收数据帧的接受解调的解扩用分析序列采用了g0(i)，但也可以代替g0(i)抽出并采用L码片长的任意分析序列，例如式(10)所示的在包含延迟波的导频帧r0Pf(i)[＝r0f(i)]同步接收位置的L码片序列。对应此时的式(12)、(15)、(18)的式通过将这些式中的变更为并由此变更来变更式(13)、(14)、(16)、(17)来得到。当然，对第1实施例所采用的扩展序列gk(i)，可以利用没有特别大的限制的任意的序列。

    接下来，当式(19)矩阵[P]的阶比L小时，不能解式(19)。以下示出此时的对策。矩阵[P]由一般LU分解变换为式(20)，可以由2个矩阵的积来表示。这里，求出[U]的对角要素ui(i＝0，1，2，……，L-1)中最下位值uL-1的标准值，

    u*L-1，L-1＝uL-1，L-1/u00                                (21)如果u*L-1，L-1＜＜1，则或是式(19)不能解，或是即使解开也易被噪音x(i)影响，式(18)的|ε|过大，其结果是错误率增大。为解决此问题，例如将式(19)的矩阵[P]的右端矩阵[p0，K，p1，K，……PL-1，K]用矩阵[A]T＝[a0，a1，……，aL-1]置换，变为下式(22)。这是将第K个用户uK从通信服务的目标中除外，代替rpkf的接收响应可以通过采用矩阵[A]T＝[a0，a1，……，aL-1]来实现。LU分解式(22)，其最小对角要素u*L-1，L-1表示为式(23)。u*L-1,L-1=Σakπkk=0L-1---(23)]]>这里，πk为矩阵[P]中的矩阵[A]以外的要素所定的定数。所以，通过使u*L-1，L-1的结构成分akπk的极性相同而选择ak的极性，可以回避矩阵[P]的阶的减少或|ε|的增大。

    此时，式(22)的矩阵[P]的确定值为式(23)的常数倍的值，因此求出此确定值，也可以利用其决定的ak的极性。用上述的方法决定极性后，可以简单地选|ak|＝1(或其他定数)。

    这样，虽然本方式的实际可以提供服务的用户数K+1从L减少(K+1＝L-1)到L-1，但是有即使在比较低的接收SN比的条件下也能实现低错误率的有利之处。

    在上述说明中，示出了先定义g0(i)或r0Pf(i)之类的分析序列，再根据此序列的导频帧响应Λ0f(j)[式(12)]求出矩阵[P]，解L元1次方程式[式(19)]，求出解调输出的方法。下面，定义具有新正交特性的导频帧响应Yk0(j)，示出利用其分析接收输入r(i)，求出的方法。

    首先，由下式(24)定义针对从u0到来的导频群帧r0Pf(i)的j位移周期相关函数Y00(j)。这里y0(i)为长度L的正交分析序列，除去位移0，与给出的r0pf(i)正交。因为式(24)由L个式组成，所以只要阶在L之下，可求出1个序列y0(i)。(r0pf(i)、y0(i)可为复数序列或实数序列之一。)由式(22)所示的方法，若减少用户数K+1，则可以避免阶的减少，一定可以求出y0(i)。在这里假定没有阶的降低。

    y0(i)与从第k个干扰站uk(k≠0)到来的导频群帧rpkf(i)的0位移相关Yk0由下式(25)求出。Yk0=1LΣi=0L-1rpkf(i)·y0(i)‾---(25)]]>Yk0示出k站的干扰妨害的量。于是，长度L的干扰波分析序列w0(i)由下式(26)定义。满足L个上式的序列w0(i)可以由与求出式(24)时的同样方法求出1个。所以，同步接收输入帧r(i)与分析序列的0位移相关输出成为下式(27)。因此，由Wk0＝Yk0(k≠0)解调输出从式(28)求得。这里εy、εw是由白色噪音发生的成分。

    论述代替利用2个分析序列而利用1个分析序列v0(i)的方法。设v0(i)是为满足下式(29)的0位移相关而采用式(26)的方法求出来的序列。因而，同步接收输入帧r(i)与v0(i)的0位移相关输出成为解调输出。b~0=V0=Σi=0L-1r(i)·v0(i)‾=b0+ϵv---(30)]]>这里εv为对应白色噪音的成分。

    采用这些方法，可以实现利用于作为发送侧扩展序列对代码长L利用L个互不相同的任意序列，向(L-1)人的用户分配其中的(L-1)个，将剩余1个用于接收解调的分析矩阵的修正的CDMA通信方式。此方法将会是如果为能基本忽视白色噪音的影响而由所述方法传输导频帧，则具有完全不受干扰噪音影响的特性。

    下面对各用户站uk所发送的导频帧和数据帧的构成法进行说明。作为此方法有时分法和频分法。图5示出时分传输用复帧的结构。采用图1的下行传输系统，从基站BS向uk发送图5示出的复帧J的时限信息。如图所示J以同样形式和J’、J”反复。J称为第1帧。J由(N+1)个第2帧In(n＝0，1，2，……，N)构成，In由(K+1)个第3帧Fk(k＝0，1，2，……，K)或Ck构成。第3帧每个都为传输I比特信息的帧，具有图3的周期T的时间幅度。在I0的帧隙Fk上，uk的发送导频帧skP被发送，其他的所有用户在此间隙上不发送，代之以只接收skP，并生成并存储含有延迟波的全接收波的相关输出响应。因此，I0为导频专用帧。另一方面，在In(n≠0)的帧隙Ck上，所有的用户站可以发送其数据帧。本方式为孤立导频传输方式。

    接收了此复帧时限信息(例如J的先端时间位置的脉冲)的各用户，可以从其接收位置设定发送用的复帧，各站可以在共同的复帧上发送。只是当BS与uk之间的距离互不相同时会产生基于传播延迟时间差的误差。从u0和u1发送在BS接收的帧隙作为FJ0和FJ1图示(为方便起见假设收发间的平均延迟时间为0。)图示的τJ0、τJ1表示J与这些间隙的时间差。在此时间差与式(11)的τ0k之间存在τ0k＝τJ0-τJk的关系，因此如果设τJk和τ*km的最大值为τJkmax、τ*km，接收帧时间差的最大值为τmax的话，一般只要满足式(31)

    τmax＝|τJkmax|+|τ*kM|＜Th                          (31)的关系，就能不受相邻帧的影响而实现所述的解调。

    即在上述条件下如图3所示，自干扰波r0f(t)的扩张帧序列的帧边界(FBS)或从干扰站u1接收的r1f(t)的扩张帧序列的帧边界(FBC)不包含在同步接收帧(TD)的时间域中。因此，在同步接收帧的解调过程中不发生奇函数所述理论成立。

    另外，在BS通过监视uk的导频帧可以测定τmax，因此当此值过大时利用控制信道对uk发送发送帧位置修正信息，从而控制发送帧的时限。作为控制信道可以利用传呼或帧同步用信道的一部分。

    下面说明频分法。图6(a)示出帧结构，图7(b)示出对应的频谱。在图(a)中，若对核心序列长为L(序列周期TD＝LTC)的由1个扩展序列组成的发送帧sB(t)进行DFT(离散傅立叶变换)，则成为图(b)上段的频谱。这里假设L＝7，将各脉冲变换成具有平方余弦形频谱的码片波形并发送。这时以频率0为中心在两侧产生7个一组的线谱。这时最外侧的频率(±7fD，fD＝T-1D)振幅和其外侧的频谱成分为0。

    排列了4个此扩展序列的周期TG(＝4TD)反复序列在图(a)的下侧示出。u0发送的导频帧s0P(t)、数据帧s0D(t)由4g0、4b00g0构成，通过在表示其外侧前部(头部、时间幅度Th)和后部(尾部、时间幅度T1)的点线部分附加g0的后部、前部，来构成周期TE的扩张帧。用同样的方法示出u1发送的导频及数据帧s1P(t)及s1D(t)。虽然在此两帧之间存在时间差τ01，但τ01设定成比头部(尾部)短。如果在u0的发送波的同步接收位置(TG)抽出这些扩张帧并对其进行DFT分析，则可得到图6的第2段的频谱。

    此频谱的频率隙存在于每个fG(＝T-1G)，为4倍于上段的频谱密度，只不过占有整个隙的1/4。分别DFT分析了4个波的每一个的输出也占有相同频隙。在图(a)针对DFT分析对象的时间域TG，s1P(t)和s1D(t)的反复序列在位移了τ01的时间位置，基于所述头部和尾部的存在，在周期TG抽出的序列作为反复了4个同一序列的序列出现，因此其频谱的占有频隙不变。

    所以，u0，u1的发送机由图(a)的每一个扩张帧，调制相互fG不同的载波f0、f1、f2、f3并作成帧，如果接收机在周期TG抽出此输出进行DFT分析，则可得到图(b)下段所示的无线频带中码片侧的频谱S0P(f)、S0D(f)、S1P(f)、S1D(f)。(为方便起见表示码片侧频谱。)即在频率轴上排列4个扩张帧的结果，这些波相互正交，因此在接收机可以相互不干扰地分离它们。只是2的情况，对来自图6所示的u0，u1的接收帧的时间差τ01或解调对象的主帧与延迟帧的时间差τ0M、τ1M(省略图示)，需要满足式(31)的关系。

    此方法在第1实施例的应用，可以通过将图3的各核心帧例如多次反复，作成附加了头部和尾部的扩张帧并准备导频用和数据用载波来实现。

    由图6的方法，可实现载波f0和f2用于导频帧S0P(t)和S1P(t)的传输，f1用于u0，u1发送的第1数据帧S0D1(t)和S1D1(t)的传输，f3同样用于u0，u1发送的省略了图示的第2数据帧S0D2(t)和S1D2(t)的传输的方式。用此方式，在每个扩张帧周期TG，每次可以发送u0和u1的1个导频帧和2个数据帧。本方式频率利用率η的尺度由下式(32)码片/比特表示。这里，NG为总载波数，Np为导频用载波数。图7是Nf＝4、Np＝2、K＝1的情况，如果L＝7、Lh＝Lι＝6，则v≠8.5。v越小越有利。采用所述说明的最大多重化的数量条件K+1＝L-1，为能在每一TG接收各用户的导频帧使Np＝L-1。因而有式(33)。v=NfL+Ln+L1(Nf-L+1)(L-1)---(33)]]>

    上式中，如果Nf＞＞L＞＞1，则有v→1。这意味着为传输1比特，此方式占有的频带幅度为1Hz，与现有的CDMA方式(v10)相比，v变小而效率η显著变大。

    另外，一般当在每个周期TG没有必要接收来自所有用户的导频响应时，例如可以是设一共同的导频用载波(Np＝1)，(K+1)个用户共用导频帧S0P(t)(使用频带S0P(f))，并顺序时分割地使用其的方式。此时，接收各站的导频帧的周期为(K+1)TG，v由用(Nf-1)L置换了式(32)分母的式给出，因此若设计Nf＞＞1，则v会更小。

    用图6、图7说明的方式是孤立导频传输方式。本方式具有不受来自用户站干扰波影响的优点，但需要分配孤立导频用时隙或同频隙。因而，成为使上述的v增大的要因。对此，以下示出不设孤立间隙传输导频信息的有效方法。

    定义满足下式(34)的0位移以外完全正交于用户uk的扩展序列gk(i)的分析序列zk(i)。这里zk(i)为周期互相关函数。如果接收帧只是来自uk的导频群帧rkpf(i)中第m个延迟波的话，则其与zk(i-m’)的相关量由下式(35)给出。接着通过采用zk(i-m’)可以检测只延迟的输入的振幅。这里如果允许来自其他用户的干扰波的混入的话则同样的相关输出由下式(36)给出。这里，εI、εW为基于来自其他用户的干扰波与白色噪音的相关输出。现在，假设例如uk以1次/10帧的比率发送其导频帧。如果继续N帧积分只是此导频帧的检测，求出其平均值的话，则各干扰站的发送信息bk，(k’≠k)的序列一般由扰频器接近εI→0。因为白色噪音的平均值也为0，所以εW→0同时实现。此时要求从uk接收的k站用导频帧的帧位置与从uk，(k’≠k)接收的k’站用导频帧位置相互基本不吻合(若吻合则干扰部分εI→常数)。这可由基站利用下行路控制各站的导频帧位置来实现。而且，在图6的频分法中，例如uk若采取将载波fk用于k站导频和多个站的共同数据传输的方法，则由于涉及导频载波经常不同，因此两者在时间上即使帧位置吻合也不生成εI，可以满足所述的条件。本方式的特征在于，基于干扰混存导频传输方式可提高频率利用效率。

    图7为本发明第2实施例的帧结构和收发信的示意图。这里考虑用户站数为2(K＝1)的情况。图7(a)示出u0和u1的基带发送波形。g为u0、u1采用的共同扩展序列。u0的发送导频帧s0p(t)是由在Ng(＝4)次反复g的周期TG的反复序列附加了头部h0和尾部ι0的周期TE的扩张序列所构成。

    u0的发送数据帧作为s0n(t)(n＝0，1，2，……，N-1)被示出。图表示N＝4的情况，在时间幅度TE中含有4帧。用于s0p(t)的扩张序列表示为E0(i)。E0(i)的序列长LE由下式(37)表示。

    LE＝Lh+NgL+Lι                                   (37)这里Lh、Lι为头部和尾部的长度，Ng为g的反复数。如果将用于s0n(t)的扩张序列表示为En(i)的话，则En(i)为将E0(i)周期地n码片位移了的序列，由

    En(i)＝E0(n-i)                                   (38)给出。如果设将En(i)核心部分的反复序列为Gn(i)，则与n无关，由

    Gn(i)＝g(i)×4                                   (39)给出。只是Gn(i)的时间位置占用比G0(i)迟n码片的位置，因此对应n头部长增大n码片，尾部长减少n码片。

    对En(i)乘上发送信息b0n作成发送数据帧s0n(t)。所以，在TE的时间幅度u0送出1个导频帧和4个数据帧发送4比特。用同样的方法u1采用相同的扩展序列g(i)，发送s1P(t)和s1n(t)。这是如果将s0P(t)、s0n(t)、s1P(t)、s1n(t)放到fG位移了的载波f0、f1、f2、f3上传输，则这些发送帧的频谱被分别配置在频隙上。

    这些发送帧的每一个发生基于多路径的延迟波(这里假定其数字为M＝2)，由此对应s0P(t)和s0n(t)的接收波变为如图7(b)。同样对应s1P(t)和s1n(t)的接收波变为如图7(c)。图7(b)和图7(c)的直达波的接收时间差τ01从非同步上行传输的特性一般0。这里假定并图示其偏差为TC的情况。

    接收机中，在解调s0n(t)的过程中抽出接收数据帧的核心部分Gn(i)。Gn(i)是同步接收帧，生成Gn(i)与RX所准备的反复序列g(i)×4的相关输出。这时，如果含有其他帧[s0P(t)、s0n，(t)(n’≠n)、s1P(t)、s1n(t)]的帧边界，则即使各帧的DFT分析的结果分别在每个频隙上的信号，在帧边界扩展序列的极性对应发送信息一般起变化，因此对此相关输出有干涉妨害。为避免之，附加了头部和尾部。对接收直达波的时间差最大值τJmax、延迟波的最大值τ*M，如果式(40)成立，则可以避免上述的妨害。

    TX将1个发送导频帧s0P(t)搭载至载波f0并传输，RX接收对应的f0上的同步接收帧r0Pf(t)。r0Pf(t)包含M个的延迟波。若对其用f0解调，用码片波形求相关的话，则成为下式的离散值序列r0Pf(i)。(以下省略为表示来自u0的接收波而采用的式(12)～(14)中的标记0，进行Λ0f(j)→Λf(j)，λ00(j)→λ(j)，p0S→pS，μ0m→μm变更并记述。)rPf(i)=Σm=0MrP(i-m)=Σm=0Mμmb0g(i-m)---(41)]]>

    RX由内含的序列发生器输出式(39)的Gn(i)，生成rPf(i)与G0(i)的互相关函数Λf(j)。注意延迟波成为循环位移序列之处，与式(12)～(14)同样，Λf(j)由式(42)给出。这里，NgL＝4L为匹配滤波器的序列长，λm(j)是g(i)与g(i)的循环位移序列的自相关函数。在这里，作为扩展序列g(i)，为使其周期自相关函数在0位移以外取0而采用自正交序列。此时因为有式(43)所以能得到式(44)。在这里，直达波和延迟波的范围被设为(0≤m≤M)。因此，由希望站u0的发送导频帧的响应即Λf(j)可以测定多路径的特性。(继续省略对应u0的标记)

    接着设从u0发送的第n个数据帧sn(t)所对应的第n个同步接收帧的离散值序列为rnf(i)(n＝0，1，2，……，N-1)。由于此所有的序列由同一载波f1传送过来，所以用通常的方法不能分离它们。rnf(i)的所有序列的和简单地表示为r(i)，与G0(i)的相关函数用式(41)与式(18)同样求出。这里Φs为r(i)所包含的对应白色噪音的成分。上式示出s位移相关输出s由Φs、式(42)的μm和第n个发送信息bn给出。

    式(45)的s通过将r(i)加到匹配于G0(i)的匹配滤波器中求出，因此对未知数bn下式(46)的N元1次连立方程式成立。这里，矩阵[P]为循环矩阵，其要素由式(42)～(44)给出。

    采用自正交序列，作为式(43)的成立条件，设延迟波数M＝2，在同一帧时间T中发送的同时传输帧数为N＝4，时间变量为s时的Φ的结构要素由图8示出。这里，如果作为g(i)采用不自正交序列时，式(43)的导频响应对(j≠m)有λm(j)≠0，因此[P]不成为循环矩阵，基本为复数。此时为避免阶数下降，不送bN-1而通过采用式(22)的方法选定P的第(N-1)个的矩阵，可以解之。另外，解式(46)时，可以采用式(24)～(28)示出的y(i)和w(i)或式(29)、(30)示出的v(i)来求解。

    假如采用了自正交序列时，在同时传输帧数N的上限Nmax和延迟波数M、g(i)的代码长L之间有以下关系。

    Nmax＝∞                 (M≤L)

                                                  (47)

    Nmax≤(L-1)              (M≥L)

    在此系统中，只送出s0p(t)和s0n(t)，采用2次反复g(i)的反复序列时(Ng＝2)的扩张帧的长度由式(33)和(36)，用式

    LE＝2Lh+2L+(N-1)                              (48)给出。若包括导频帧用的码片数求解为传输1比特的数据所要的码片数v，则有

    ν＝2LE/(N-1)                                 (49)当N→∞时，可实现2码片/比特的传输。如果在导频帧上时时传输导频信息，而其大部分作为数据帧传输用，则基本可以实现1码片/比特的传输。由上述方法用其他载波f2、f3同时传输s1p(t)和s1n(t)时，此值也不变。

    这里，如果作为扩展序列g(i)在相互互相关的小N个的代码字g0，g1，……，gH-1中选出1个并传输，则本方式可扩张为多值传输方式。此时，每一发送帧传输log2H比特，因此v更小。

    因为式(46)的矩阵[P]是循环矩阵，所以对此也可以用傅立叶变换方式来求解。首先用傅立叶变换的记号FN变换矩阵[P]的第一行，得到矩阵[α]。FN(i,j)=1Nexp[-2π-1Nij]---(51)]]>这里，FN(i，j)是矩阵[FN]的i行j列的成分。用此，可得到以下2式的关系。如果将矩阵[P]-1在式(46)的右边从左侧乘，则得出，可求出此时一般没有阶数下降。

    图9是第2实施例的收发机的电路结构。图(a)是u0的发送机TX的电路。由u0的导频信息p(＝1)调制图7(a)的扩张序列E0用其输出调制载波f0，得到输出s0P(t)。这里MOD1～MOD5为调制器。接着由N比特的发送信息b0～bN-1的每一个调制扩张序列E0～EN-1，用合成了这些输出s00(i)～s0，N-1(i)的输出s0(i)调制载波f1，从而生成输出s0D(t)。发送再合成s0P(t)和s0D(t)的输出s0a(t)。

    图9(b)是检测希望站u0的发送信息的接收机RX的电路。u0和u1所发送的发送帧s0a(t)和s1a(t)的两者被合成，并作为合成输入ra(t)被接收。ra(t)中的导频群帧r0Pf(t)和数据群帧r0Df(t)分别搭载在载波f0和f1上，因此由乘法器MOD6、MOD7和对应的本机载波及低通滤波器LPF解调成基带接收信号。虽在图中省略，但由码片波形相关解调，由同步门GS和同步信号eR抽出扩张帧E0，其输出变换成码片脉冲序列r0Pf(i)和r0Df(i)。r0Df(i)是包含图7(b)整个r00f(t)～r03f(t)的接收序列。r0Pf(i)、r0Df(i)被加到匹配于图7的反复序列G0的匹配滤波器中。采用其输出Φ(j)和所述的Λ0f(j)，分析电路AYZ生成u0所发送的第n个发送信息的分析结果通过在DEC中硬判定得到检测输出0n。

    作为在这里采用的自正交序列，有对M序列附加直流分量的序列、弗兰克序列和DFT序列等的4相序列。L码片的4相序列也可以作为L码片×2相序列采用。

    接着，代替用于第2实施例的自正交序列，也可以采用有相互配对关系的E(偶差正交)序列对。在这里，取长度L＝8的下记所示的E序列对为例进行说明。

           gH＝(++-++++-)

           gV＝(++-+---+)此E序列对的自相关函数和互相关函数如下式在偶数位移时为0。只是0位移自相关值为1。

    通过反复4个此序列gH作成反复序列。通过在该反复序列的前后附加所述保护序列生成扩张序列EH(n)。同样生成扩张序列Ev(n)。这里括弧内的n是对EH(0)、Ev(0)进行了n码片循环位移的序列。现在，设这些序列序列的长度都为LE。考虑以T＝LETC为帧周期的发送帧。对此发送帧序列的各帧隙，设定周期NpT的循环周期，在各帧附加隙号e(＝0，1，2，……，Np-1)，设对应e的扩张序列为EHe(n)、Eve(n)。然后，设EH0(0)为导频帧，EHe(n)、Eve(n)(e≠0)为数据帧。

    这里，以每Np隙1次的几率送出导频帧pEH0(0)，RX从所述的理论正确地检测出其多路径响应的矩阵[P]。即有

    sP(t)＝pEH0(0)    (e＝0，n＝0)    (57)第e(≠0)个帧隙由数据帧下式给出。这里，bHn、bvn为发送信息。

    由上式，在sDe(t)中包括2个扩张帧和其每次位移2码片的序列。如果采用已经由sP(t)得到的矩阵[P]，并且，利用式(50)的偶差正交特性，则RX在接收对应sDe(t)的数据帧时，能够分离识别包含其中的全部L个信息。

    在此方式中，例如站u0的发送帧通过由sP(t)和sDe(t)调制f0而生成，站u1的发送帧通过由同样的基带调制f1而生成。(这时有必要将反复2次扩展序列gH的序列用于EH(0)的核心。)与图7～9示出的方式比较，在图7虽将每次循环位移1码片的扩张帧的每一个用于信息传输，但限定使用1个种类的扩展序列。而在这里描述的方式，虽有必要利用每次循环2码片的扩张帧的每一个，但可以重复使用2个种类的扩展序列。因此，其频率利用率基本等于图7～9示出的方式的值。

    接着对本发明的第3实施例进行说明。考虑下述所示的序列长L＝4的4个2值互补序列。

    将这些序列加进匹配于自序列及他组的各序列的匹配滤波器，求出其两侧相关函数，利用其输出求出以j为位移变量的下述合成相关输出。上述序列的组合[(A0，A1)(B0，B1)]为完全互补序列时，在式(41)～(44)中，若以μ0m≡μ0＝1、M＝0，L＝LM＝4求解，则右边的值为，这里，0位移值(s＝0)是2个序列相关量的和，因此若设接收电压μ0＝1则为2。

    从灵活利用此相互序列的特征的观点考虑下述的具有序列长LE(＝4L+2)的扩张序列。

        EA0＝(-A0 A0 A0 A0+)

        EA1＝(+A1 A1 A1 A1+)

    TX由将导频信息p(＝1)乘上此2个扩张序列的输出调制具有频率差fG[＝(2LTC)-1]的2个载波f0、f1，生成下式的发送帧，TX发送之。

    sP(t)＝[EA0/f0]+[EA1/f1]                     (61)

    RX只解调对应sP(t)的接收直达波rP(t)，设已得到用(乘以f0及f1求出其低频成分的)码片波形相关解调的下式的输出rP(t)。这里[f0]表示由f0的解调。另外，假定在传输过程中没有衰减。上式的第2段的第3及第4项因输入信号的频隙和解调用载波正交而为0。而且，第3段的第1及第2项可以分离取得。rP(i)中，若将用f0解调的输出加进匹配于序列长LM(＝8)的序列(A0A0)的匹配滤波器MF(A0A0)中，则其输出成为EA0和(A0A0)的相关函数。另一方面，若将用接收直达波rP(i)中的f1解调的输出加进同样的滤波器，则求出EA1和(A1A1)的相关函数。将两者输出相加的输出ΛA(j)，在式(42)～(44)中，通过设μ0＝1，M＝0，LM＝2L＝8(匹配滤波器的序列长)，由下式表示。这里扩展序列长为LE＝4L+2＝18，σ＝(LE-LM)/2(＝5)是一侧的位移范围。这里，实际的接收波如式(10)所示由直达波和M个的延迟波构成，注意是由rPf(i)表示。因此，合成加进针对延迟波的同样的输出的实际的相关函数输出由下式表示。这里，μ0是直接波的接收电压，μm(m≠0)是延迟波的接收电压。图10示出第三实施例的匹配滤波器输出的结构要素。图(a)为导频帧的响应输出。在上面2段示出输入rP(i-m)的A0对应输入和匹配滤波器的序列(A0A0)。两者的积A0对应相关函数输出与同样的A1对应相关函数输出之和作为ΛA(j)/rP(i-m)示出。Λf(j)是由包含多路径效果的接收波可实际观测的j位移相关值。图的x印是包含了基于相邻帧的干扰成分的输出。RX由同步信号ERP设定导频响应pS的可观测期间TSP，抽出此导频响应序列。

    接着TX用与上述同样的方法，利用互补序列(B0，B1)传输N个发送信息bn(n＝0，1，2，……，N-1)。即下述举例示出序列长LE＝21的0位移及2位移扩张序列。

        EB0(0)＝(+B0B0B0B0+000)

        EB1(0)＝(-B1B1B1B1+000)

        EB0(2)＝(00+B0B0B0B0+0)

        EB1(2)＝(00-B1B1B1B1+0)EB0(n)一般是n码片位移EB1(0)，左侧的n个空码片隙为0，除去右侧的n码片的序列。用此生成的发送数据帧由下式表示。

    sn(t)＝[bnEB0(n)/f0]+[bnEB1(n)/f1]    (65)N个发送数据帧用相同的时间带，相同的频隙发送。

    RX接收N个数据帧和其每个所生成的所有延迟波之和的下式的接收波。r(i)=Σn=0Nrnf(i)+x(i)---(66)]]>rnf(i)=Σm=0Mrn(i-m)---(67)]]>若将r(i)加进匹配于(B0B0)的滤波器及匹配于(B1B1)的滤波器生成输出的话，则此输出成为合成了N个对与式(53)、(54)同样的相关函数乘了bn的相关函数输出ΛDf(j)/rnf(i)的序列Φ(j)。ΛDf(j)/rnf(i)=ΣS=-U+MUbnpSδ(j-s)+ϵ---(68)]]>φ(j)=Σn=0N-1ΛDf(j)/rnf(i)=ΣS=-U+M+N-1Uφjδ(j-s)---(69)]]>这里ε是对应白色噪音x(i)的成分。N=4时的第n个数据帧响应ΛDf(j)/rnf(i)和其合成输出Φ(j)的输出序列与输入r0f(i)、r1f(i)和匹配滤波器序列一起由图10(b)示出。式(69)的加算范围作为不含x印的时间带由TSD在图中表示。RX由同步信号eRD抽出此时间带的数据响应序列。

    若由所述输出如下述定义导频响应矩阵[P]、未知数矩阵[]、数据响应矩阵[Φ]，则在其间以下的N元1次连立方程式成立。Pij＝Ps s＝i-j+1(modN)                               (71)这里Pij是矩阵[P]i行j列的要素，ps是式(64)的值。求出这些未知数若对此硬判定则得出检测输出n。另外，因为上式的导频矩阵[P]是循环矩阵，所以用式(50)～(54)的方法可解。而且解式(70)时，也可以利用式(24)～(28)示出的y(i)和w(i)或式(29)、(30)示出的v(i)。

    在上述方式中，可以将互补序列(A0，A1)分配给u0的导频帧，将互补序列(B0，B1)分配给u0的数据帧，但用这些序列不能传输其他站的数据。为同时传输多个站的数据，采用可以阿达玛为基础作成的Γ(＝2.4.16……)以下的完全互补序列。1阶、2阶、4阶的阿达玛矩阵HΓ由下式定义。H1=+++----(72)]]>H2=+++++-+-++--+--+---(73)]]>这里是表示克罗内克积的记号。下面将以连接H2的行的长16的序列为对角成分的对角矩阵作为求出这些矩阵的积H4λ4，如下式将其各行记述为序列长L＝24＝16的序列ghv(h，v＝0，1，2，3)。将ghv作为h行v列的要素，得到下记矩阵。Γ4=(g00,g01,g02,g03)(g10,g11,g12,g13)(g20,g21,g22,g23)---(77)]]>Γ4为4次完全互补序列。在这些要素的本身及互相关函数的和之间有下式示出的相关关系。Λ(gh/gh′)=Σh=03ghv*gh′v′‾]]>=Σs=-1515psδ(j-s)---(78)]]>采用上述的互补序列ghv的每一个，可以定义所述反复序列(A0x4)及与扩张序列(EA0)同样的序列。反复序列Ghv由ghvx4构成，扩张序列Ehv由在Ghv的前后附加了保护序列的序列构成。

              Ghv＝(ghv ghv ghv ghv)

           E00(0)＝(+--+--+g00 G00 g00+++++-+)

           E01(0)＝(--+++--g01 G01 g01+-+-+++)

           E02(0)＝(++++-+-g02 G02 g02++--+--)

           E03(0)＝(-+-++++g03 G03 g03+--+++-)对Ehv(0)(h≠0)也能生成同样的扩张序列。为发送u0的导频和数据对u0分别分配E0v和E1v的集合。然后若由Ehv调制载波fv并传输，u0的发送导频帧和数据帧与式(61)、(65)同样地由下式给出。s0P(t)=Σv=03[E0v/fv]---(80)]]>s0n(t)=Σv=03[b0nE1v(n)/fv]---(81)]]>

    这里，b0n是从u0发送的第n个发送信息，E1v(n)是用与生成EB0(n)的方法相同的方法n码片位移的序列。因为n＝0，1，2，……，N-1、N＝L，所以用Ehv的序列长LE码片可传输L比特。

    同样，为传输u1的导频和数据对u1分配E2v和E3v的集合，与式(80)和(81)相同，在同一载波fv上导频帧[E2v/fv]、第n个数据帧[b1nE3v/fv]生成(b1n：第n个发送信息)。这样，接收机接收从2站传输的发送帧，若由各站导频帧的协助，用所述的方法分析解调其数据帧，可以不受延迟波和干扰波的妨害而生成发送信息的推定值通过硬判定它们，可以求出检测输出0n、1n。

    若增大Γ的次数(Γ＝2γ，γ＝1，2，3……)，可利用的序列组成为Γ组。若作为导频及数据用分别分配各站2组，则(Γ/2)站的用户可同时利用该互补序列，不受相互的干扰妨害而进行通信。

    下面说明本发明的频率利用效率。扩张序列的长度LE和所有用户站可同时发送的数据量(比特数)I由下式给出。之后，每比特的所要码片数由给出。在各用户多次发送的导频帧中有1次作为导频发送用，而在其他期间也可以作为数据发送用。或是，向导频帧只分配1个序列的组，所有用户站可以时分利用。若采用这些方法，则有v1(Γ＞＞1)，可以实现1码片/比特的传输。

    图11为本发明第3实施例的收发机电路结构，示出采用Γ＝4的完全互补序列的情形。图(a)是u0发送机的部分电路，上侧是为生成导频帧，下侧是为生成第n个数据帧的调制电路。扩张序列发生器E(0)-Gen利用互补序列g0v发生4个序列E0v(0)。在4个调制器MOD1中由导频信息p调制E0v(0)，将其每一个输出加进调制器MOD2并调制fv。用∑合成这些调制输出并生成导频帧s0P(t)。(由于p＝1，所以可以省略MOD1而将MOD2加进E0v。)

    另一方面，E(n)-Gen利用互补序列g1v发生4个序列E1v(n)。在4个调制器MOD3中由发送信息bn调制E1v(n)。在4个调制器MOD4中由所述调制输出的每一个调制fv。用合成器∑合成这些调制输出并生成第n个数据帧s1n(t)。

    图11(b)是u0的发送机电路，由图11(a)的部分电路MP和16个Mn(n＝0，1，2，，……，15)构成。通过用合成器∑合成部分电路输出并生成发送信号sa(t)。

    图11(c)是接收解调来自希望站u0的信号的接收机电路。在输入信号ra(t)中，包含s0P(t)、s1P(t)及16个一组的s0n(t)、s1n(t)，而且包含这些波的延迟波。ra(t)在在4个调制器MOD5中由4个本机载波fv和低通滤波器LPF解调，由基于省略图示的码片波形w(t)的相关解调成为4个码片脉冲列r(i)/fv。其每一个都分别加进图示的匹配滤波器MF(S0v)和MF(S1v)。

    前者的输出是图10(a)所示的导频响应Λf(j)，求出这些式(64)的pij。后者的输出是Φ(j)。由加进同步用门的同步脉冲eRP和eRD，只向分析电路AYZ传输有用的输出。AYZ进行由式(70)求出未知数的运算。通过用DEC硬判定来检测u0发送的信息

    上述功能的大部分采用数字信号处理可以容易实现，从而使不受干扰妨害的解调检测成为可能。

    在上述实施例中，例如若设e0n(t)(n＝1，3，……，N-2)，则每隔2码片构成发送帧，可以进行N/2比特/帧的传输。一般可以隔任意码片进行传输。

    另外，作为用于u0数据帧传输的互补序列g1v，准备M*种类的代码字，并记为gm1v(m＝0，1，2，……，M*-1)。作为m’＜M*一般在gmhv和gm’h，v(h’≠h)之间有所述的完全互补关系。但是，在gmhv和gm’hv(m≠m’)之间不一定需要正交关系，只要两者的互相关系数不过大即可。这样的代码字的例子，在文献(电子信息通信学会，信学技法IT98-65)中有详述。u0的TX通过从M*种类的gm1v中选出1个并传输，可以实现Nlog2M*比特/帧的传输。

    而且，代替将发送信息bn限定于2值(±1)，给予M*个的多值振幅，TX传输其中的一个级别。在RX中，将加进M*个的硬判定电路，从其输出判定发送级别信息。由此方法，可以实现Nlog2M*比特/帧的传输。由这些方法，可以将v的值减少至1/log2M*。

    现在，设移动通信系统的各小区Cp(p＝1，2，3……)采用完全互补序列的组Γp。此时，各小区由于采用同一频率带因而有必要通过减小Γp和Γp’(p≠p’)之间的互相关来抑压小区间的干扰。采用由任意的方法交换了式(74)的阿达玛矩阵的行、列的矩阵Hp，可以作成多种Γp，因此如果从其中选出互相关小的候补分配给各小区，则可以达成上述目的。

    本发明的第1～第3实施例包含解连立方程式的数字信号处理过程。以下说明即使在导频帧的响应为移动通信的情况下，利用由对10～103数据帧1次的几率已经很充分之点，由简单的操作来实现该处理的技术。

    现在考虑解由已知矩阵[P]、未知数数据响应观测值矩阵[Φ]组成的下面的连立1次方程式。这里设pij(i，j＝1，2，3，……N)固定，观测值Φi每次变化。此时，作为N个连立1次方程式，如下述设定Eq1～EqN。这里Eq1示出求出将式(84)右边的观测值的转置矩阵作为[Φ]＝[Φ1，2，...N]时的假想解，其为矩阵利用如此求出的N个假想解矩阵，正确解由下式给出。

    图12为N元1次连立方程式的高速处理方法的框图。将从导频帧响应求出的矩阵[P]的值加进各分析器AYZi。AYZi根据预先假定的观测值矩阵[Φ]求出假想解并存储之。每次数据帧到来，都求出其帧的正确观测值矩阵[Φ]。在图的乘法器MOD中对Φ的成分Φi和进行乘法运算，并在合成器∑中相加这些输出，得出解矩阵此方法是可以由简单的运算高速求出大部分的数据帧的解的技术，若对所述诸实施例并用，则非常奏效。

    图13是第4实施例即导频支援形差分帧解调方式的框图。假定进行着图1(a)所示的上行传输的通信，希望站u0、干扰站uk都发送导频帧s0P(t)、skP(t)及数据帧s0D(t)、skD(t)。设导频帧或采用与图6同样的复帧，或如图7用反复核心扩展序列的方法传送，接收机取得各局的导频响应。在这里，uk的发送机TX发送由发送信息调制了图3(a)所示的周期T的扩张序列的发送帧sk(t)。假设接收机RX由均衡放大和同步技术，同步接收第n个数据帧rn(i)(省略标记D表示，变换成离散值表现)。(实际上rn(i)虽然是含有多个延迟波的群帧，但在这里省略标记f)从所述的导频响应生成式(20)的矩阵[P]。

    在图3中，接收信号r(i)由接收机的同步控制信号eRP和eRD，上述的导频帧rpk(i)被分配给AYZP，第n个数据帧rn(i)被分配给存储电路MEM。rn(i)经延迟电路D被送往差分帧生成电路DIF，在这里生成与MEM的读出输出的差分输出。现在假设D的输出为解调对象的目标帧rv。为了简单，假设rγ＝r0来说明。

    DIF所生成的差分(和分也一起称作差分)帧由下式定义。这里rn(i)是第n个对帧。以下对d0n+(i)进行说明，并省略+标记记述。

    在图13的分析器AYZD中，代替式(18)中的r(i)采用上述差分帧d0n(i)，则得到基于u0的扩展序列g0(i)的相关函数Φ(i)。若采用此观测值矩阵[Φ]和[P]，则可以求出差分帧所包含的用户站uk的扩展序列的振幅成分βk，0n。实际上白色噪音被包含在d0n(i)时此输出变为考虑矩阵代替式(19)的作为未知数利用则得到下式。[P][β~0n]=[φ]---(88)]]>如果(K+1)≤L，可以求出上述干扰方程式的解[防止阶下降时为(K+1)≤(L-1)]

    具体地讲，对1个同步接收数据帧即目标帧r0(i)，利用来到其近旁的多个(ND个)对帧rn(i)[n＝-(N0/2)……-2，-1，1，2，……(N0/2)]，作成ND个(只是差分时)差分帧。对此各差分帧如果应用上式，则作为含白色噪音影响时的解可以求出ND个

    在这里，目标帧所包含的u0的发送信息b00和对帧上的发送信息b0n若加算时为Ca，相冲时为Cc，则有下式的关系。这里，ε0和εn是对应第0和第n个帧输入所包含的白色噪音的误差，为随机变量。所以，加到AYZb的ND个集合的振幅分布成为以2b00+ε0和ε0为中心的2个高斯分布的和。图14将对应b00＝+1的发生频度分布分别分解为2个高斯分布并示出。然后，可求出下式的推定值。上式示出在差分帧数ND增大的同时由大数法则收敛于b00+ε0。图13的分析器AYZb算出ND个集合的平均值，得到[若将同样的计算也对式(87)的差分帧d0n-(i)进行应用，则得到别的ND个集合。相加这些并可以利用2ND个集合的平均值。]这里，b00＝b0h＝1为真，关注满足下式条件的对帧号h的差分帧d0h。上面的2式同时成立，输入帧d0h中的白色噪音相互基本相冲。接着，在b00＝1、b0h’＝-1为真的条件下，考虑满足下式的差分帧d0h’。同时满足上面2式时，在输入帧d0h’中一般应含有大的白色噪音。

    抽出上述的h群差分帧，讨论其时的干扰站的发送信息的成分(k≠0)。由于ε＝0，所以这些值被包含在规定值[0，±2]的周围。另一方面，h’群差分帧的同样的成分(k≠0)不一定被包含在0，±2的周围，而是分散。所以，如果用图13的DEC硬判定两群的差分帧的含在对应干扰站解调成分的规定值周围的数，∈0，±2]和的大小，可以得到u0送出的第0个信息的检测输出00。

    一般在CDMA通信方式中，在1个小区(自小区)内进行图1的通信，在相邻(其他)的小区利用同一频带也并行进行同样的通信。如此的来自其他小区的小区间干扰的分布可用白色噪音近似，其平均值为0，因此基于增大差分帧数ND，可以回避其影响。

    下面作为第4的其他实施例对利用分析函数除去干扰形差分帧方式进行说明。次方式是作为图13的分析器AYZD的功能，取代解式(19)的同次方程式而采用所述分析函数的方法。

    所述同步差分输入帧d0n(i)与式(26)的干扰波分析序列w0(i)的0位移相关由式(26)用下式表示。Dw0n=1LΣi=0L-1d0n(i)·w0(i)‾=Σk=1K(bk0+bkn)Wk0+ϵw0+ϵwn---(93)]]>这里，bk0，bkn；εw0，εwn是对应输入帧r0(i)与rn(i)上的uk的发送信息、白色噪音的相关成分。

    差分帧所包含的干扰成分相互完全相冲时，式(93)的右边第1项为0，得到相冲剩余越小Dw0n越减少的特性。这里定义Dw0n的电功率。

    Pthem＝{Dwlls}2                               (94)

    于是，从差分帧集合[n＝-(ND/2)……-2，-1，1，2，……(ND/2)]选出满足下式的集合，附加新号h[h＝1，2，……，H，H≤ND]。

    Pdwh＜Pth    (h∈n)                           (95)这里pdwh是第h个差分帧与w0(i)的相关电功率，Pth是适当确定的阈值电功率。当没有相冲成分，所有干扰成分都相加时式(94)的电功率由Pmax={Σk=1K2|Yk0|}2---(96)]]>给出。所以通过选Pth为PMAX的1/10左右，可以选择相冲干涉的大部分的差分帧的集合s[d0h]。

    若求出此集合的每一个与式(23)定义的y0(i)的相关输出平均值，则它成为发送信息的期待值上式由以1/2的概率发生了式(89)的Ca和Cc的H个成分成立。其噪音成分(ε0+εh)的平均值εdh(H)基于式(95)的帧选择效果比采用ND个差分帧时的平均值εdh(ND)显著减小。

    下面表示采用其他分析函数的差分帧选定方法。由差分帧d0n(i)和式(24)定义的分析函数y0(i)的j位移周期相互函数由下式给出。Dy0h(j)=1LΣi=0L-1d0n(i)·y0(i-j)‾]]>=(b00+b00)+Σk=1K(bk0+bkn)Yk0+ϵy(j=0)---(98)]]>j≠0时Dy0n(j)不含第2式第1项的希望波成分。接下来，由下式定义上述相关函数的功率Pdyn。Pdyn=1(L-1)Σj=1L-1{Dy0n(j)}2---(99)]]>如果差分帧所包含的白色噪音和干扰噪音的和由差分相冲时，则有Pdyn＝0。在这里由与上述相同的阈值功率Pth，选定第h个差分帧。

    Pdyn＜Pth  (h∈n)                           (100)这样一来针对所选定的差分帧的h集合s[d0h(i)]，利用式(97)可求出发送信息的推定值若由图13的DEC硬判定此推定值，可检测发送信息0。

    另外，在式(98)中，代替y0(i)可以采用式(35)定义的z0(i)。这时，r0pf(i)包含强延迟波成分g0(i-m)时，可以将式(99)的积分范围限定于j≠m。

    在上述的说明中，为选定h集合采用了式(100)。在高噪音的环境下若选择过小的Pth值，则h集合所包含的候补帧数为0而不能求得在这种情况下，多少增大一些Pth的值，代之以加进以下所示的第2条件。

    如果h集合所包含的差分帧的含有噪音由充分的相冲效果减少的话，式(97)的Dy0h应该取规定值(0，±2)的附近值。然后设置3个小区R0(0±δ)、R2(2±δ)、R-2(-2±δ)，在H个Dy0h中，设取这些小区内的值的差分帧的个数为H0、H2、H-2。一般为H≥(H0+H2+H-2)。接着，可以求出下面的评价函数。η=H2-H-2H0+H2+H-2---(101)]]>b0＝1时，如果残留在h集合的各差分帧的噪音十分小，则有H2H0，H-2＝0，从而有η＝0.5。所以，由DEC硬判定η的正负，可以检测发送信息00。

    进而，通过作为每个用户的发送序列对采用第3实施例说明的自互补序列，可实现上述差分解调方式。现在设导频响应另外获得。准备例如2组完全互补序列[(A0，A1)，(B0，B1)]和[(C0，C1)，(D0，D1)]。对用户uA，uB，uC，uD，分配(A0，A1)，(B0，B1)、(C0，C1)，(D0，D1)。对各组的各要素序列，作成附加了对应的一对的头部和尾部的扩张序列，由站A的第n个发送信息bAn调制A0，A1的扩张帧，由各调制输出调制并合成载波f0，f1，从而生成发送帧。其他站也生成同样的发送帧并发送。接收机接收在f0和f1上分别形成的2组合成帧(A0，B0，C0，D0)和(A1，B1，C1，D1)，由上述本机载波可分离这2组。接收第0个目标帧r0(i)，然后解调希望站uA的信息时，RX将采用f0，f1所解调的输出加进分别匹配于序列(B0，B1)的2个匹配滤波器。在(A0，A1)和(B0，B1)之间存在式(60)示出的Λ0(j)的完全正交特性。所以，上述滤波器输出的和不包含(A0，A1)和其延迟波两者与(B0，B1)的相关成分。但是，(C0，C1)及(D0，D1)与(B0，B1)之间由于没有正交关系，所以包含前两者与(B0，B1)的相关成分。

    利用此正交特性。即求出式(87)的差分帧d0n(i)和(B0，B1)的相关函数输出，进而求出其功率在式(95)示出的阈值功率以下的差分输入集合s[d0h(i)]。此选出的h集合与希望站序列(A0，A1)的0位移相关输出的平均值由与式(97)同样的式给出，成为发送信息推定值

    这样，对希望站，通过采用正交的分析函数(B0，B1)，求出不含很多干扰噪音或白色噪音的差分帧的h集合，然后以低错误率检测发送信息00。

    一般在CDMA通信方式中，在1个小区(自小区)内进行图1的通信，在相邻(其他)小区也并行进行同样的通信。并且，自小区，他小区的通信普遍是采用同一频带。所以，RX在受到自小区内的来自他站的干扰外，还受到来自他小区的小区间干扰。对于自小区内的他站干扰，可以用第1～第3实施例处理，而对小区间干扰或白色噪音等的附加的噪音不能发挥充分的效果。但是，第4实施例具有可以回避此小区间干扰等的优点。

    本发明如在以上详细说明的那样，在CDMA通信方式中，发送机不仅是数据帧，也发送孤立或重复形导频帧，接收机活用此接收导频响应，提供生成除去了数据帧响应所包含的多路径效果和干扰波的影响的解调输出的方法。上述系统，采用解多元1次连立方程式的代数运算处理，提供使此处理简易化、高速化的方法。还提供解按原样不能解的方程式的方法。而且，针对用此代数运算不能去除的附加噪音，提供应用差分帧分析方法，利用基于多个对帧的噪音相冲效果去除此噪音的方法。

    由以上的特性，如果将本发明应用于移动通信系统、无线LAN、卫星通信系统等，其大容量化和改善频率利用之处非常奏效。

    权利要求1记载的发明，如作为第1例说明的那样，发送机作成对扩展序列附加了保护序列的扩大序列，通过由发送信息和导频信息调制扩大序列，生成并发送数据帧和不受来自其他用户的干扰妨害的孤立导频帧，接收机接收对应所述发送帧的数据群帧和导频群帧，并以后者的解调响应为基础分析前者，通过由其结果推定干扰波成分的影响，从接收解调成分中去除干扰成分的影响，从而能不受干扰的妨害检测发送信息。

    权利要求2至4记载的发明，如作为第1实施例说明的那样，作为所述权利要求1记载的发明中的分析方法，通过以接收导频群帧、数据群帧的相关函数为基础解生成的多元1次连立方程式，或利用从接收导频群帧求出的分析序列解接收数据群帧，可以求出解调输出进而检测发送信息。

    权利要求5记载的发明，如第1实施例说明的那样，发送机在复帧的导频时限上时分发送用户的导频帧，因此可以不受其他站发送的帧的影响得到希望站发送的导频帧的分析响应，并以其结果为基础不受干扰波的妨害检测发送信息。

    权利要求6记载的发明，如第1实施例说明的那样，生成反复发送数据帧和反复导频帧，采用通过用不同的载波调制加算这些反复帧而频分合成的发送复帧，接收机可以不受来自其他用户站发送的同样的发送复帧的干扰妨害而接收希望站发送的导频群帧，并据此可以分析数据群帧，从而可以以其结果不受干扰波的妨害检测发送信息。

    权利要求7与采用孤立导频帧的权利要求1、5、6的方式形成对照，重复其他用户站的发送帧所使用的时间、频隙而发送重复形导频帧，通过尽可能不受干扰影响地选定分析序列，生成重复形导频响应，提供用此分析接收数据群帧的方法，进而提供提高频率利用率的方法。

    权利要求8及9记载的发明，如第2实施例说明的那样，在所述权利要求1的发明的基础上，对在反复自正交扩展序列并生成的序列的前后配置作为保护序列的反复序列的后部和前部的扩张序列进行n码片循环位移，由于采用其结果的n位移扩张序列，因此发送机每隔1码片即使发送由别的信息调制的帧，接收机也可以不受相互干扰的妨害对它们进行分离识别，进而检测发送信息。

    权利要求10及11记载的发明，如第3实施例说明的那样，在所述权利要求1的发明的基础上，采用在反复了完全互补序列的控制要素群的序列附加了保护序列的扩张序列，并发送将这些由发送数据和导频信息调制了的帧，因此即使每隔1码片发送分配给多个站的序列，接收机也可以不受相互干扰妨害地接收它们，进而可以检测发送信息。

    权利要求12至14记载的发明，如第3实施例说明的那样，通过或以任意的码片间隔发送帧，或调整导频帧的发送频度，可以增加针对实用化条件的设计的自由度，或提高频率利用率，进而可以不受干扰波的妨害检测发送信息。

    权利要求15及16记载的发明，如第3实施例说明的那样，作为扩展序列选择发送多种类序列的1个，或进行多值振幅调制，因而平均1帧的信息传输量增加，具有能提高频率利用率的效果。

    权利要求17、18，每当解多元1次连立方程式时，以防止其序列矩阵的阶下降为目的，设计将利用用户的最大数预先减少1人份，或将可利用的每码片间隔的时隙减少1时隙份的系统，从而统计性地缩小由白色噪音引起的分析误差，进而提高接收信号的错误率特性。

    权利要求19，利用权利要求8～12所采用的系数矩阵为循环矩阵之条件，通过采用傅立叶变换、逆变换矩阵进行分析，可以削减运算量。

    权利要求20记载的发明，如第3实施例说明的那样，因为采用特别的多元1次方程式解析方法，因此可以导频帧响应为基础，明显减少分析接收数据帧时所要的运算量，进而实现高速处理。

    权利要求21至23记载的发明，如第4实施例说明的那样，针对从希望站到来的解调对象目标帧生成多个差分帧，利用它们来获得针对该目标帧的校正差分输出，在该校正差分输出中，推定选择具有小的校正差分噪音功率的差分帧的集合，并以该集合的分析输出为基础生成解调输出，因此可以不受小区间干扰的妨害检测发送信息。