一种频谱检测方法及其装置.pdf

本发明涉及一种频谱检测方法及其装置，该方法包括：S1，对接收信号进行自干扰抑制计算，得到采样信号；S2，根据所述采样信号的采样码片的相位邻差的个数和预设的虚警概率，计算判决门限；S3，计算所述采样码片的相位邻差，并计算所述相位邻差的均值；S4，根据所述相位邻差的均值计算相位邻差累加量；S5，根据所述相位邻差累加量和所述判决门限判定主用户是否存在。本发明的检测方法及其装置，使用双全工的检测方法可以实现检测和传输同时进行的目的，并且其检测速度快，计算复杂度低，稳定性好。

1.  一种频谱检测方法，其特征在于，所述方法包括：
S1，对接收信号进行自干扰抑制计算，得到采样信号；
S2，根据所述采样信号的采样码片的相位邻差的个数和预设的虚警概率，计算判决门限；
S3，计算所述采样码片的相位邻差，并计算所述采样码片的相位邻差的均值；
S4，根据所述相位邻差的均值计算相位邻差累加量；
S5，根据所述相位邻差累加量和所述判决门限判定主用户是否存在。

2.  根据权利要求1所述的一种频谱检测方法，其特征在于，所述步骤S1具体包括：
S11，对接收信号进行建模；
S12，计算所述接收信号与自发射信号的相关度；
S13，建立相关度矩阵；
S14，根据所述相关度矩阵计算线性自干扰的值；
S15，根据所述线性自干扰的值，通过所述步骤S11建立的接收信号模型生成自干扰抑制后的采样信号。

3.  根据权利要求1所述的一种频谱检测方法，其特征在于，所述采样信号的采样码片长度根据检测时长要求和采样速率确定。

4.  根据权利要求1所述的一种频谱检测方法，其特征在于，所述判决门限根据以下公式计算：

其中，N为所述采样信号的采样码片的相位邻差的个数，P_f为所述虚警概率，erfc^-1为余补误差函数的反函数。

5.  根据权利要求1所述的一种频谱检测方法，其特征在于，所述步骤S3包括：
S31，计算所述采样信号的每个采样码片的相位θ_n；
θn=arctan(Im(r(n))Re(r(n)))mod2π(Re(r(n))&GreaterEqual;0)(arctan(Im(r(n))Re(r(n)))+π)mod2π(Re(r(n))<0);]]>
其中，Re(r(n))和Im(r(n))分别是所述采样码片的实部和虚部，(·)mod2π是为了保证计算的相位在[0,2π]的区间内。
S32：根据计算的所述采样信号的每个采样码片的相位，计算所述采样码片的相位邻差，所述相位邻差ψ_n的计算公式为：ψ_n＝(θ_n+1-θ_n)mod2π；
S33：计算所述相位邻差的均值μ_ψ：

6.  根据权利要求5所述的一种频谱检测方法，其特征在于，所述步骤S4包括：
所述相位邻差累加量根据以下公式计算：

7.  根据权利要求6所述的一种频谱检测方法，其特征在于，所述步骤S5具体包括：
S51：计算所述相位邻差累加量ψ_sum与Nπ的差的绝对值，即|ψ_sum-Nπ|；
S52：比较所述|ψ_sum-Nπ|的值与所述判决门限的数值大小；
S53：若判定主用户信号存在；否则判定所述主用户信号不存在。

8.  一种频谱检测装置，其特征在于，所述装置包括：
自干扰抑制单元，用于对接收信号进行自干扰抑制计算，得到采样信号；
门限设定模块，根据所述采样信号的采样码片的相位邻差的个数和预设的虚警概率，计算判决门限；
相位邻差均值计算模块，用于计算所述采样码片的相位邻差，并计算所述相位邻差的均值；
相位邻差累加量计算模块，用于根据所述相位邻差的均值计算相位邻差累加量；
判定模块，用于根据所述相位邻差累加量和所述判决门限判定主用户是否存在。

一种频谱检测方法及其装置
技术领域
本发明涉及无线通信领域，尤其是涉及一种基于相位邻差的全双工频谱检测方法及其装置。
背景技术
无线通信种类和业务量的爆炸性增长，使频谱稀缺问题日益严重。然而世界范围的频谱调研发现已分配的频谱资源并没有被有效利用。认知无线电技术的提出就是为了解决频谱紧缺与资源利用不充分之间矛盾。在认知无线电中，次级用户可以在不对主用户造成干扰的情况下动态地接入授权频段，从而提高频谱使用效率。为了不对主用户造成干扰，次级用户在接入之前要先对授权频段进行检测，确定主用户是否占用频谱。所以，频谱检测技术是认知无线电最为关键的技术之一。
现有的频谱检测方法主要有能量检测，循环特征检测和匹配滤波器检测等。这些方法很难在检测性能，计算复杂度和稳定性方面都达到较好的效果，在实际应用时都存在着各种各样的缺点。
如有一篇申请号为“CN 200910046690”的中国专利，公开了一种基于特征循环频率的频谱检测方法。该方法利用对信号进行有限长度的循环谱处理，通过判别其在循环频率处的循环谱数值来判定主用户信号是否存在。其实现过程是：首先，采集噪声样本进行循环谱处理得到噪声循环谱序列，再结合要求的虚警概率值来设定判决门限；然后对目标频段的信号进行采样，并进行循环谱处理；最后，比较目标信号在循环谱处值与前面设定的门限相比较，若大于门限，则认为该频段被主用户占用，否则认为该频段没有被主用户占用，次级用户可以接入该频段。上述方法通过利用特征循环谱的 方法进行频谱检测，虽然可以有效提高低信噪比条件下的检测性能，但是其计算复杂度很高，无法使检测性能和计算复杂度达到较好的统一。在实际应用中，特别是终端侧很难实现。
当前的频谱检测算法主要是半双工频谱检测，次级用户在每个信号帧的开始部分用较短的时间进行频谱检测以判断频谱是否被占用，如果没被占用，则次级用户在该信号帧内传输信息，否则不传输。然而，如果主用户状态(即信道占用状态)在频谱检测时间段之后发生了变化，就可能导致频谱的拥塞或浪费。例如：如果检测发现频谱未被占用，则次级用户发送信号，此时主用户状态发生变化，开始发送信号，这将导致在这一频段两个用户同时进行信号传输，必然引起拥塞。反过来，如果检测发现频谱被占用，则次级用户停止发送信号，此时主用户状态在检测时间段之后发生变化，也不再发送信号，这将使频谱利用率减小。
发明内容
本发明提供一种频谱检测方法及其装置，使用双全工的频谱检测方法可以实现检测和传输同时进行的目的，并且其检测速度快，计算复杂度低，稳定性好。
根据上述目的，本发明提供了一种频谱检测方法，所述方法包括：S1，对接收信号进行自干扰抑制计算，得到采样信号；S2，根据所述采样信号的采样码片的相位邻差的个数和预设的虚警概率，计算判决门限；S3，计算所述采样码片的相位邻差，并计算所述相位邻差的均值；S4，根据所述相位邻差的均值计算相位邻差累加量；S5，根据所述相位邻差累加量和所述判决门限判定主用户是否存在。
其中，所述步骤S1具体包括：S11，对接收信号进行建模；S12，计算所述接收信号与自发射信号的相关度；S13，建立相关度矩阵；S14，根据所述相关度矩阵计算线性自干扰的值；S15，根据所述线性 自干扰的值，通过所述步骤S11建立的接收信号模型生成自干扰抑制后的采样信号。
具体地，所述采样信号的采样码片长度根据检测时长要求和采样速率确定。
具体地，所述判决门限根据以下公式计算：

其中，N为所述采样信号的采样码片相位邻差的个数，P_f为所述虚警概率，erfc^-1为余补误差函数的反函数。
具体地，所述步骤S3包括：
S31，计算所述采样信号的每个采样码片的相位θ_n；
θn=arctan(Im(r(n))Re(r(n)))mod2π(Re(r(n))&GreaterEqual;0)(arctan(Im(r(n))Re(r(n)))+π)mod2π(Re(r(n))<0);]]>
其中，Re(r(n))和Im(r(n))分别是所述采样码片的实部和虚部，(·)mod2π是为了保证计算的相位在[0,2π]的区间内。S32：根据计算的所述采样信号的每个采样码片的相位，计算所述采样码片的相位邻差，所述相位邻差ψ_n的计算公式为：ψ_n＝(θ_n+1-θ_n)mod2π；S33：计算所述相位邻差的均值μ_ψ：
另外，所述步骤S4包括：所述相位邻差累加量根据以下公式计算：Tψ=Σn=1N(ψn-μψ)2.]]>
另外，所述步骤S5具体包括：
S51：计算所述相位邻差累加量ψ_sum与Nπ的差的绝对值，即|ψ_sum-Nπ|；
S52：比较所述|ψ_sum-Nπ|的值与所述判决门限的数值大小；
S53：若判定主用户信号存在；否则判定所述主用户信号不存在。
根据本发明的另一个方面，提供一种频谱检测装置，所述装置包括：自干扰抑制单元，用于对接收信号进行自干扰抑制计算，得到采样信号；门限设定模块，根据所述采样信号的采样码片的相位邻差的个数和预设的虚警概率，计算判决门限；相位邻差均值计算模块，用于计算所述采样码片的相位邻差，并计算所述相位邻差的均值；相位邻差累加量计算模块，用于根据所述相位邻差的均值计算相位邻差累加量；判定模块，用于根据所述相位邻差累加量和所述判决门限判定主用户是否存在。
本发明所述的一种频谱检测装置，使用双全工的频谱检测方法可以实现检测和传输同时进行的目的，并且通过不需要循环前缀的自干扰抑制，可以提高频谱检测的准确度；同时，使用基于相位邻差的频谱检测方法，其计算复杂度大大地降低，同时稳定性增高。
附图说明
通过参考附图会更加清楚的理解本发明的特征和优点，附图是示意性的而不应理解为对本发明进行任何限制，在附图中：
图1示出了本发明的一种频谱检测方法的流程图；
图2示出了本发明的一种频谱检测装置的结构框图；
具体实施方式
下面将结合附图对本发明的实施例进行详细描述。
本发明的实施例提出了一种基于相位邻差的全双工频谱检测方法。
全双工通信的基本思想为接收机已知自发射信号，因此可以消除自干扰以实现发射、接收信号的同频带传输。全双工通信的频谱检测，一是需要有效的自干扰抑制算法以提高检测的准确度，二是需要复杂度较低、检测性能较好的频谱检测算法以实现检测的快速、 准确进行。
以下通过具体实施例详细描述本发明的频谱检测方法。
图1示出了本发明的一种频谱检测方法的流程图。
如图1所示，本发明的实施例的频谱检测方法包括步骤：
步骤S1，对接收信号进行自干扰抑制计算，得到采样信号。
在全双工的频谱检测方法中，自干扰抑制可以通过两步实现：模拟消除和数字消除。模拟消除主要通过以下两种方式抑制自发送信号：隔离发射与接收天线、以一定的方式布置接收天线来保证接收的信号相互抵消。之后接收信号转换为数字采样信号，此时采用数字消除抑制自发射信号的线性与非线性部分。
在本实施例中，主要针对数字消除中的线性自干扰部分进行计算。该部分干扰来源于从发射天线到接收天线的直接泄露以及周围环境的影响。
在一个实施例中，对自干扰抑制的计算步骤如下：
S11，对接收信号进行建模：
r(k)=Σl=0L-1h(l)si(k-l)+sp(k)+w(k)]]>
上式中，r(k)为接收信号，s_i(k)为第i个发射源的自发射信号，h(l)为第l条路径的直接泄露和反射的多径分量。s_p(k)和w(k)分别为想要接收的信号和噪声，L为采样的路径数量。因为s_i(k)在接收端已知，问题简化为估计多径分量，而该问题等价为经典的信道估计问题。对于有已知前缀的系统，可以使用最小均方误差法。然而一些系统没有前缀，即使对那些有前缀的系统，对多径的估计也限制于前缀的长度和出现频度。因此需要一种不依赖于前缀的信道估计算法。
S12，计算接收信号与自发射信号的相关度：
c(k)=1MΣj=kM+ksi(j)r(j)*=Σl=0L-1h(l)*1MΣj=kM+ksi(j)si(j-l)*+1MΣj=kM+ksi(j)sp(k)*+1MΣj=kM+ksi(j)w(k)*]]>
自发射信号通常与希望接收的信号和噪声信号不相关，当相关长度足够大时，上式的最后两项趋向于零。因此，上式可以简化为：
c(k)=Σl=0L-1h(l)*R(k-l)]]>
其中为自发射信号的自相关。
因为自发射信号接收端已知，它的自相关可以通过计算获得。因此，c(k)变为一个未知量为h(l)^*，已知量为R(k-l)的线性表达式。
S13，建立相关度矩阵。
在接收信号的信道响应中包含L条路径，因此含有L个未知数。我们可以计算2L-1个相关系数并将关系式以下面的矩阵形式表达。
c(0)c(1)...c(L-1)L×1*=R(0)R(-1)...R(1-L)R(1)R(0)...R(2-L).........R(L-1)R(L-2)...R(0)L×Lh(0)h(1)...h(L-1)L×1]]>
考虑到自相关矩阵可能不可逆，估计的信道可以表示为：
h'＝R⁺*c^*
上式中R⁺是自相关矩阵的广义逆。
S14，根据相关度矩阵计算线性自干扰的值。
在步骤S14中获得信道的估计量h'后，即可将其代入步骤S11中的接收信号的公式中，以消除掉次级用户的自干扰。这样获得的将是主用户信号和噪声，然后可以对主用户信号进行检测。
步骤S2，根据采样信号的采样码片的相位邻差的个数和预设的虚警概率，计算判决门限；
在本实施例中，采样信号的码片长度N+1和虚警概率P_f是由外部输入，采样码片长度根据检测时长要求和采样速率确定。
根据码片长度可以确定采样码片长度的相位邻差的个数N，并根据相位邻差个数N和虚警概率P_f来确定判决门限即

其中，erfc^-1为余补误差函数的反函数。
对于虚警概率P_f的设定，根据噪声邻近相位差ψ'_n＝θ_n+1-θ_n服从[-2π,2π]的三角分布，得到公式：
Pψn′=12π+ψn′4π2-2π≤ψn′<012π-ψn′4π20≤ψn′≤2π]]>
由于定义邻近信号相位差为ψ_n＝(θ_n+1-θ_n)mod2π＝ψ'_nmod2π，并且对于-2π≤ψ'_n＜0，ψ'_nmod2π＝ψ'_n+2π，则定义的噪声邻近相位差分布为：
Pψ=Pψn′(ψn)+Pψn′(ψn-2)=12π]]>
根据上述公式可以计算噪声相位邻差累加量的均值和方差:
μTψ=N×E((ψn-μψ)2)=Nπ2/3]]>
σTψ2=N×E((ψn-μψ)2-μTψ/N)2)=4Nπ4/45]]>
当相位邻差个数N很大时，根据中心极限定理，噪声相位邻差累加量ψ_sum的概率分布近似为均值为Nμ_ψ＝Nπ²/3，方差为的高斯分布。因此，噪声相位邻差累加量的分布可以近似表示为：
PTψ=12π22Nπ/45e-(Tψ-Nπ2/3)28Nπ2/45]]>
当设定一个门限时，虚警概率P_f可以表示为：

一般地，判决门限的设定对虚警概率P_f和检测概率P_d都会产 生影响。由于检测概率P_d和主用户信号的参数有关，而这些参数在实际情况中通常难以获取，因此在实际中，通常根据虚警概率P_f来确定判决门限。因此，在知道检测要求的虚警概率P_f以及采样信号的采样码片的相位邻差的个数N时，判决门限可以由一下公式计算：

其中，erfc是余补误差函数，且erfc^-1是余补误差函数erfc的反函数。
步骤S3，计算采样码片的相位邻差，并计算相位邻差的均值。
步骤S3具体包括：
S31，计算所述采样信号的每个采样码片的相位θ_n。
在进行采样信号的每个采样码片的相位邻差的计算时，首先将采样信号定义为：

其中，T是采样间隔，A(nT)和分别是主用户信号的瞬时幅度和瞬时相位，f_c是采样频率，x(nT)和y(nT)分别是高斯白噪声的同相分量和正交分量。并且定义高斯白噪声的同相分量和正交分量均值μ_x＝μ_y＝0，方差
根据定义的采样信号，计算采样信号的每个采样码片的相位：
θn=arctan(Im(r(n))Re(r(n)))mod2π(Re(r(n))&GreaterEqual;0)(arctan(Im(r(n))Re(r(n)))+π)mod2π(Re(r(n))<0)]]>
其中，Re(r(n))和Im(r(n))分别是采样信号的实部和虚部，(·)mod2π是为了保证计算的相位在[0,2π]的区间内。
步骤S32，根据计算的采样信号的每个采样码片的相位，计算采样码片的相位邻差，并且相位邻差ψ_n的计算公式为：
ψ_n＝(θ_n+1-θ_n)mod2π；
S33，计算相位邻差的均值μ_ψ：
μψ=Σn=1Nψn/N]]>
步骤S4，计算邻近信号相位差累加量：
Tψ=Σn=1N(ψn-μψ)2]]>
步骤S5，根据相位邻差累加量和判决门限判定主用户是否存在。
具体地，步骤S5包括：
S51：计算邻近相位差累加量ψ_sum与Nπ的差的绝对值，即|ψ_sum-Nπ|；
S52：比较|ψ_sum-Nπ|的值与判决门限的数值大小；
S53：若判定主用户信号存在；否则判定所述主用户信号不存在。
图2示出了使用本发明的一种频谱检测装置的结构框图；
参照图2，本发明的另一个实施例提供了一种基频谱检测装置，该装置包括：
自干扰抑制单元10，用于对接收信号进行自干扰抑制计算，得到采样信号；
门限设定模块20，根据采样信号的采样码片的相位邻差的个数和预设的虚警概率，计算判决门限；
相位邻差均值计算模块30，用于计算采样码片的相位邻差，并计算相位邻差的均值；
相位邻差累加量计算模块40，用于根据相位邻差的均值计算相位邻差累加量；
判定模块50，用于根据相位邻差累加量和判决门限判定主用户是否存在。
本发明所述的一种频谱检测方法及其装置，可以解决传统频谱检 测由于检测和传输不能同时进行造成的相关问题，实现检测和传输同步进行。同时，在本发明中提出不需要循环前缀的自干扰抑制方案，有助于全双工频谱检测机制的实现。
另外，本发明提出的频谱检测方法仅需要计算信号的相位及基于其的检验统计量(即相位邻差累加量)，计算复杂度较低。同时，从判决门限的计算可以看出，判决门限的设定与噪声功率没有关系，因此也基本不受噪声功率不确定性的影响，稳定性很好。另外，本发明从信号的相位视角入手，进行频谱检测，而在低信噪比条件下，信号相位的变化比幅度要明显得多，因此该方法在低信噪比条件下检测性能更好。
通过具体实验，在1000个采样点，虚警概率为1％，信噪比为-7dB条件下可以达到99％的检测概率。
虽然结合附图描述了本发明的实施方式，但是本领域技术人员可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下做出各种修改和变型，这样的修改和变型均落入由所附权利要求所限定的范围之内。