功率分配系统的共振频率的调离方法 【技术领域】
本发明涉及一种功率分配系统。本发明尤其涉及一种通过重新调整电源/接地平面的布局而调离功率分配系统的共振频率的方法。
背景技术
对于更快的数据处理速率的要求，需要更高的操作频率，进而限制了由噪声所造成的时序扭曲(Timing Skew)的最大可容许值。此外，为了降低高密度布局中的电磁干扰(Electromagnetic Interference，EMI)与功率消耗，以较低的电压信号为佳。此两项要求促使功率品质研究的进行，目标在于如何提供较佳的供应电压品质以及降低可能地噪声来源。然而，功率供给的品质相对上仍属于未被探索的技术领域，因为其通常牵涉到更加复杂的系统，称为功率分配系统(PowerDistribution System，PDS)。
多层印刷电路板(Multi-layer Printed Circuit Board，PCB)的PDS通常包含电源平面与接地平面以及交互连接通孔，因此基本上为电感性。所以，功率供给系统的阻抗随着操作频率增加。高速度与低电压的信号系统需要低的目标阻抗。尤其是在高频领域中，阻抗与供应电压品质彼此相关。通用的解决方式为添加足够数目的通孔，以降低系统的电感值。
PDS的另一重要问题是关于共振的影响。如前所述，PDS是由若干个可储存噪声电磁能量的共振器的导电平面所组成。倘若设计不当，使操作频率或其谐波(Harmonics)，例如533MHz与其第三谐波1600MHz，位于或接近共振频率，则供应电压可能随着时间变化，造成信号耦合额外的噪声。即使穿过平面层而无物理接触的信号，例如从顶层至底层的信号通孔，也会从共振器耦合一些噪声。特别是多个信号同时开关噪声(Simultaneous Switching Noise，SSN/SSO)，将使EMI问题更糟糕。在任一情况中，共振的影响可能不仅导致功率完整性问题并且造成严重的信号完整性问题。因而，在设计阶段时即应导入共振影响分析。
若干解决方式已经提出。最常用的解决方式是添加去耦合/旁通电容于适当位置，以提供等效的短路回路并吸收高频噪声。然而，去耦合电容的施加受到引线的等效的串联电感(ESL)所限制，使得电容于高频领域中变成电感性。再者，在若干致密的基板布局中，无足够空间容纳此等额外的电容。
另一解决方式为降低共振系统的品质因子。此可通过两种方式完成。第一种方式为通过采用损失性介电材料来增加损失。然而，最常用的介电材料为环氧树脂纤维玻璃(Epoxy-Resin-Fiber Glass，FR4)，其于1GHz时具有0.02的介质损耗角正切(Loss Tangent)，但仍不够提供足够的损失。因而，必须开发新的材料。另一方法为添加若干损失性材料于电路板边缘，称为电阻性终端。此方法可于高频领域中有效地使从边缘不连续而来的反射与辐射最小化，但因缺乏适当的吸收材料所以无法提供宽频带吸收。
【发明内容】
有鉴于前述问题，本发明的一个目的在于提供一种使电源/接地平面的基础共振频率调离操作频率与其谐波方法。
本发明的另一目的在于提供一种通过外界探针重新建构共振场图案的方法，藉以促进最佳的整形位置的确定。
本发明人通过使用商业上可得的仿真软件与电性量测而从频率领域观点分析两铜层PCB的共振影响。对于圆形与矩形微带共振器的知识提供对于更复杂的布局的基础。最后，本发明应用至更实际的布局以展示出达成有意义的频率调离。
依据本发明的一实施例，一种共振频率的调离方法包括：a)确定一电源/接地平面的一共振模式的一电场的一强度分布，b)基于从步骤a)所获得的电场的该强度分布而确定该电源/接地平面的至少一区域，使得该电场的该强度分布中的一相对高的强度位于该至少一区域中，以及c)重新调整该至少一区域。
该电源/接地平面的该共振模式的该电场的该强度分布是通过下列步骤所确定：a)在一频率领域中对于该电源/接地平面的一位置测量一反射系数S11；b)依据下列方程式计算该电场f的一强度：f∝1-S112;]]>以及c)重复该步骤a)与b)遍及该电源/接地平面，以建构该电场的该强度分布。
依据本发明的方法有效地降低PDS中的电源/接地噪声且应该并入电路设计的考虑。虽然本说明书中仅展示若干几何形状，但本发明可应用至更复杂的电源/接地布局。
【附图说明】
图1A至1D显示圆形微带共振器的首先四个共振模式的电场分布轮廓的图；
图2A至2D显示矩形微带共振器的首先四个共振模式的电场分布轮廓的图；
图3A显示在圆形微带共振器的不同位置处所测得的反射系数S11与扫描频率的图，而图3B显示在矩形微带共振器的不同位置处所测得的反射系数S11与扫描频率的图；
图4A显示圆形微带共振器的基谐模式的相对电场强度，而图4B显示矩形微带共振器的基谐模式的相对电场强度；
图5显示依据本发明的PDS共振频率的调离方法的流程图；
图6A显示依据本发明的圆形微带共振器的重新调整方法的示意图，而图6B显示圆形微带共振器的重新调整对于共振频率的影响；
图7A显示依据本发明的矩形微带共振器的重新调整方法的示意图，而图7B显示矩形微带共振器的重新调整对于共振频率的影响；
图8显示Y形微带共振器的平面图；
图9A与9B图显示图8的Y形微带共振器的首先二个共振模式的电场分布轮廓；
图10显示通过沿着中心线探测若干不同位置而重新建构的图8的Y形微带共振器的基谐模式的电场强度；以及
图11显示共振频率对于图8的Y形微带共振器的重新调整长度L的变化。
【具体实施方式】
下文中的说明与附图将使本发明的前述与其它目的、特征、与优点更明显。
兹将参照图标详细说明依据本发明的较佳实施例。
在多层PCB中，相较于电源/接地平面的尺寸而言，介电层的厚度通常很小。对于此高的长宽比(从数十到数百倍)而言，假设电源/接地平面的电场分布在沿着电源/接地平面的法线方向上的分量为固定且在垂直于法线方向上的分量是由电源/接地平面的边界条件所决定(亦即，TM模式)。
在多层PCB应用中，电源/接地平面形状一般上可修改。因而，从各种布局中粹取其普遍性质是有价值的。为了使本发明及其效果更容易被了解，将预先分别研究且说明两种最简单的平面型微带共振器，亦即圆形微带共振器与矩形微带共振器，用以作为概念上的阐述。
图1A至1D显示圆形微带共振器的首先四个共振模式的电场分布轮廓。具体言之，图1A至1D分别显示四个模式TM110、TM210、TM010、与TM310的位于圆形微带共振器的中间平面的电场分布轮廓。图1A至1D所示的电场分布轮廓是从依据电磁学理论的数学方程式分析或者使用商业上可得的软件的数值仿真所获得。此共振器的粗略分析可通过将外边界(在此例中半径为20mm)当作完美的开路电路边界(磁壁)来处理而实现。共振器中的电场将不会取决于z坐标，且电场的唯一分量为轴向场分量Ez。
既然沿着z方向的电场分量固定，故查看共振器的中间平面不会丧失一般性。场图案看起来像是圆形波导中的TE模式。但应注意的是，不像圆形波导中的TE模式，电场(Ez)因开路的边界条件而使其最大值靠近圆盘的边缘。另一重要的事实为在同一结构中共同存在有简并模式(Degenerate Mode)，具有相同的场图案但不同的极化。举例而言，图1A所示的模式TM110具有二个简并模式，其中每一个的方位角彼此相差90度，且图1B所示的TM210也具有方位角相差45度的二个简并模式。为了使展示清晰起见，仅显示相关的极化模式。
图2A至2D显示长宽比为2的矩形微带共振器的首先四个共振模式的电场分布轮廓。具体言之，图2A至2D分别显示于矩形微带共振器的中间平面处计算的首先四个模式TM100、TM010、TM200、与TM110。图2A至2D所示的电场分布轮廓是从依据电磁学理论的数学方程式的分析解或者使用商业上可得的软件的数值仿真所获得。如同圆形微带共振器，最大场强度约略位于共振器的边缘/角落。
应注意图1A至1D与图2A至2D所示的电场轮廓是从不需电性量测的数学方法所获得。依据本发明，提供一种通过外界探针进行电性量测而重新建构电场轮廓的方法。
品质因子是关联于共振系统的独特性质。然而，当测量共振系统的品质因子时，无可避免地会扰乱原始系统。量测品质因子的常用方式借助最小耦合对其进行探测。但在此处的应用中，使用仔细校对探针尖顶的探针连接至电源针部与最靠近的接地针部将更有效率且更具成本效益。以此方式，探针与共振器强烈地耦合。在一方面上，耦合影响将使共振频率轻微偏离且造成品质因子变成具有位置相关性，但在另一方面上，其也提供一种探测电场分布的手段。从测量的观点来看，耦合量的变化提供了检视共振场强度分布的手段。
图3A显示在圆形微带共振器的不同位置处所测得的反射系数S11与扫描频率的图，而图3B显示在矩形微带共振器的不同位置处所测得的反射系数S11与扫描频率的图。如前所述，对于圆形与矩形共振器两者而言，反应曲线皆具有位置相关性。当耦合度愈高，愈多的能量注入共振器，因而反射将变得甚小。此意谓倘若探测共振器的场最大值时，则会获得最小的反射。相反地，倘若探测共振器的场最小值时，则测量信号无法被耦合入共振器中，导致高反射或者甚至全反射。基于下列方程式，
f(x,y)∝1-S112(x,y)]]>
此处f为电场强度且S11为反射系数，两者皆为探测位置(x，y)的函数，可确定电场的相对强度的分布。
图4A显示圆形微带共振器的基谐模式的相对电场强度，而图4B显示矩形微带共振器的基谐模式的相对电场强度。如图4A与4B所示，实线代表如图1A与2A所示的数值计算结果，而点线代表依据本发明经由在各种位置探测共振器的电性量测与重新建构的结果。
图5显示依据本发明的PDS共振频率的调离方法的流程图。参照图5，依据本发明的共振频率的调离方法包括：确定一电源/接地平面的一共振模式的一电场的一强度分布(步骤501)、基于从步骤501所获得的电场的该强度分布而确定该电源/接地平面的至少一区域，使得该电场的该强度分布中的一相对高的强度位于该至少一区域中(步骤502)、以及重新调整该至少一区域(步骤503)。参照图6至11，依据本发明的共振频率的调离方法分别应用至一圆形、一矩形、以及一Y形微带共振器。
如前文关联于图1A至1D与2A至2D的说明所述，由于特定的边界条件，所以圆形与矩形微带共振器的电场图案的场最大值基本上位于边缘。因此，重新调整关联于场最大值的区域将改变共振频率。
图6A显示依据本发明的圆形微带共振器的重新调整方法的示意图，而图6B显示圆形微带共振器的重新调整对于共振频率的影响。首先二个轴向模式(实线代表TM110与TM210模式)及其简并模式(虚线代表TM*110与TM*210模式)显示于图6B中。既然TM110模式中的相对高的强度位于重新调整区域Δr中，如图1A所示，故依据本发明重新调整圆形微带共振器有效地修改变电场分布的边界条件，导致共振频率的有意义变化。如图6B所示，在切割比率Δr/r0为10％的条件下，TM110模式的共振频率增加大约10％。附带一提，有趣的是简并模式TM*110本质上不受图6A的重新调整方法所修改，因为其相对高的强度集中于相反极化处进而几乎不受影响。从图6B清楚可见，当应用图6A的重新调整方法时，TM110基谐模式共振频率的具有最大的变化。既然TM110模式具有最低的共振频率且一般上为功率品质的最大潜在危害者，故提高TM110模式的共振频率对于系统而言最有益处。
图7A显示依据本发明的矩形微带共振器的重新调整方法的示意图，而图7B显示矩形微带共振器的重新调整对于共振频率的影响。既然TM100模式的相对高的强度位于重新调整区域ΔL中，如图2A所示，故依据本发明重新调整矩形微带共振器有效地修改变电场分布的边界条件，导致共振频率的有意义变化。如图7B所示，TM100基谐模式的共振频率反比于矩形微带共振器的长度L。相反地，此矩形微带共振器的宽度W对于TM100基谐模式的共振频率无任何影响。至于TM010模式，既然其电场分布仅取决于宽度W方向，如图2B所示，故无论切割比率ΔL/L0如何其共振频率皆维持固定。不像圆形微带共振器的例子，在此布局中TM100基谐模式并无简并模式。幸运地，在实际的母板或基板设计中，电源/接地平面比较像矩形。因此，依据本发明的重新调整方法容易达成无共振操作环境进而使噪声最小化。
在多层PCB应用中，虽然电源/接地平面的形状通常为更复杂的多边形，而非简单几何，但依据本发明的重新调整方法可应用来调离任何种类的电源/接地平面的共振频率。图8显示Y形微带共振器的平面图，经常用作为在多层PCB应用中的电源/接地平面的一部分。在图8中，Y形微带共振器的尺寸系通过二维坐标系统以mm的单位来表示。
通过使用商业上可得的软件的数值仿真，Y形微带共振器的首先二个共振模式的电场图案显示于图9A与9B中。参照图9A，具有1.632GHz的最低共振频率的基谐模式的场最大值位于中心杆(也称为功率走廊)处，且于二个翅部处具有相位同步的场变化。然而，参照图9B，共振频率为2.347GHz的第一高阶模式具有相位完全相反的场变化于二个翅部处，导致电场于中心杆处消除。在下二个图标中将更进一步地探索此等独特的场图案。
图10显示通过沿着中心线探测若干不同位置而重新建构的图8的Y形微带共振器的基谐模式的电场强度。相较于图9A的数值仿真的场图案，此图标达成相当佳的一致性。既然基谐模式的二个翅部的场变化相等，故图10中仅显示一个翅部的场强度。当探测共振系统时，无可避免地会加以干扰。因而，图10的测量得的场图案轻微不同于图9A的仿真的场图案。虽然有此缺点，但依据本发明的重新建构场图案的方法提供了用以确定场最大值的足够精确度，并且允许与测量结果直接比较。
既然Y形微带共振器的基谐模式具有场最大区域于中心杆的末端，如图9A与10所示，故重新调整中心杆的末端造成共振频率的有意义的修改。图11显示共振频率对于图8的Y形微带共振器的重新调整长度L的变化。当重新调整长度L为4mm时，基谐模式的共振频率从1.632GHz提高至1.826GHz。相反地，图9B所示的第一高阶模式的场图案建议其共振频率将无关乎重新调整长度L，此已在图11中获得进一步的验证。
虽然本发明业已通过较佳实施例作为例示加以说明，应了解为：本发明不限于此被揭露的实施例。相反地，本发明意欲涵盖对于本领域技术人员而言系明显的各种修改与相似配置。因此，权利要求书的范围应根据最广的诠释，以包容所有此类修改与相似配置。