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1、10申请公布号CN104160615A43申请公布日20141119CN104160615A21申请号201380012830X22申请日20130304125207520120307FRH02P27/08200601H02M7/5387200701B60L15/00200601H02P1/0020060171申请人法雷奥电机设备公司地址法国克雷泰伊72发明人M切敏74专利代理机构北京市柳沈律师事务所11105代理人葛青54发明名称用于控制功率桥的方法、和相应控制装置、功率桥和旋转电机系统57摘要本发明涉及在包括多个臂B1、B2、BI、BN的功率桥3中执行的方法。每个臂包括上和下半导体开关，它。
2、们串联设置且并联连接到共用电压源2的第一和第二端子B、B。臂的中点连接至电负载1的相。前述开关通过脉冲被互补地控制，所述脉冲具有占空比设定值RC1、RC2、RCI、RCN，该占空比设定值作为相对于电负载1的参考端子的第一相电压设定值V1、V2、VI、VN和相对于第一或第二端子中的一个的共模电压V0的函数被确定，以便控制开关的切换损失。根据本发明，共模电压V0被确定为在所述开关之间平衡切换损失和传导损失。30优先权数据85PCT国际申请进入国家阶段日2014090586PCT国际申请的申请数据PCT/FR2013/0504522013030487PCT国际申请的公布数据WO2013/132182。
3、FR2013091251INTCL权利要求书2页说明书7页附图3页19中华人民共和国国家知识产权局12发明专利申请权利要求书2页说明书7页附图3页10申请公布号CN104160615ACN104160615A1/2页21一种用于控制功率桥3的方法，该功率桥包括多个臂B1、B2、BI、BN，每个臂包括串联的上和下半导体开关4，所述上和下半导体开关4设计为与共用电压源2的第一和第二端子B、B并联连接，每个所述臂B1、B2、BI、BN的至少一个中点设计为分别连接至电负载1的至少一相，所述方法包括通过脉冲以互补的方式控制所述上和下半导体开关4，该脉冲具有设定的占空比RC1、RC2、RCI、RCN，该占。
4、空比根据以下确定相对于所述电负载1的参考端子的第一设定相电压V1、V2、VI、VN；和相对于所述第一或第二端子B、B中的一个的共模电压V0，控制所述上和下半导体开关4的切换损失21，其特征在于，所述共模电压V0被确定为在所述上和下半导体开关4之间获得所述切换损失21和传导损失19的平衡13，且所述平衡13仅在调制所述设定的占空比RC1、RC2、RCI、RCN的电频率等于或低于预定临界值时执行。2根据权利要求1所述的用于控制功率桥3的方法，其特征在于，所述共模电压V0被确定为，当所述电频率高于所述预定临界值时，最小化所述切换损失21。3根据前述权利要求1或2中的任一项所述的用于控制功率桥3的方法。
5、，其特征在于，所述平衡13通过将平衡占空比RC1、RC2、RCI、RCN选择15、22为基本验证以下等式而获得RC0RONHIPH02PCOMM1RC0RONLIPH02其中，RONH和RONL分别是所述上和下半导体开关4的传导电阻20，PCOMM表示所述切换损失21，IPHI表示在极限内在所述相中循环的相强度，在该极限时，所述平衡占空比RC1、RC2、RCI、RCN导致第一平衡相电压，其与第二平衡相电压相比的电流差与所述第一设定相电压V1、V2、VI、VN和第二设定相电压V1、V2、VI、VN之间的初始差相同。4根据权利要求3所述的用于控制功率桥3的方法，其特征在于，所述平衡13仅在所述臂B。
6、1、B2、BI、BN中的参考臂中执行，在所述参考臂中，所述相强度IPHI是最大的14、18。5根据权利要求4所述的用于控制功率桥4的方法，其特征在于，所述平衡13通过将与每个所述臂B1、B2、BI、BN相应的所述设定的占空比RC1、RC2、RCI、RCN改变12、26在设定的占空比RC1、RC2、RCI、RCN的参考值RC0和在所述参考臂中确定16、24的平衡占空比RC1、RC2、RCI、RCN的平衡值RC0之间的占空比差RC获得。6一种用于控制功率桥3的装置5，其设计为连接到电负载1，其适于执行根据前述权利要求1至5中的任一项所述的方法，其特征在于，其包括代表所述方法的控制逻辑，或包括代表所。
7、述方法的指令的计算机存储器。7一种可被根据前述权利要求6所述的控制装置5控制的功率桥3，包括多个臂B1、B2、BI、BN，每个臂包括串联的上和下半导体开关4，其特征在于，所述上和下半导体开关4每个包括并联的半导体开关元件7和续流二极管6。8根据前述权利要求7所述的功率桥3，其特征在于，所述续流二极管6是MOSFET类型的晶体管的本征二极管。9一种旋转电机系统，包括多相电负载1；电压源2；根据权利要求7或8中的任一项所述的功率桥3，其在下游连接至所述电负载1权利要求书CN104160615A2/2页3并在上游连接至所述电压源2；根据权利要求6所述的控制装置5。权利要求书CN104160615A1。
8、/7页4用于控制功率桥的方法、和相应控制装置、功率桥和旋转电机系统技术领域0001本发明涉及用于控制功率桥的方法，该功率桥为单相或多相电负载供电，还涉及相应的控制装置。0002本发明还涉及相关的功率桥以及其对旋转电机系统的应用，特别是用于机动车辆。背景技术0003由于环境保护的考虑，以大范围的功率水平和速度来制造的旋转电机当前越来越多地用于机动车辆工业。0004它们在所有电动类型的车辆中以及在所谓的轻度混合动力和全混合动力类型的低CO2排放车辆中应用。0005轻度混合动力应用大致涉及约8至10KW的电机，例如，装配在热机的前表面上并通过传动带联接至热机的电马达。借助该类型的电马达，可以通过提供。
9、特别是在加速期间供应额外动力的电扭矩辅助而减少热机械化“发电机缩小化”的容积。此外，在低速下的牵引，例如在城市环境中，还可以通过该相同电马达被确保。0006全混合动力类型的应用通常涉及用于串联和/或并联类型架构的30至50KW的马达，其具有将电马达一个或多个并入车辆的牵引链的更高发展水平。0007这些电机是多相电机，其通过逆变器被车载电池供电，该逆变器使得可以产生不同的相电流。0008最普遍使用的逆变器是具有两个水平的逆变器，即，它们由包括多个臂通常每相一个臂的功率桥构成，每个臂包括两个切换运行的功率半导体。每对的中点连接到旋转电机的一相。0009功率半导体是双极晶体管，在该情况下，它们与续流。
10、二极管相关联，或者功率半导体是MOSFET类型的晶体管，其本征二极管允许电流沿两个方向循环。0010这些半导体开关通过电子控制单元以互补的方式被控制，以便产生电机根据已知的脉宽调制PWM技术运行所需的相电压。0011这些电机达到的高功率水平导致制造者尝试改善相关逆变器的性能，通过限制切换损失和传导损失。0012在文献FR2895597中，提出了限制切换损失。为此目的，共模电压被调整，使得其中一个相电压被连接至地线或至BAT，优先级给予通过较强电流的那个。由此，总是存在不切换的臂，这使得可以减小逆变器中的损失。0013在PWM技术中，切换频率通常固定，而相电压的波形例如正弦的通过将占空比调节到取。
11、决于电机旋转速度的电频率而获得。0014通常，电频率是几百赫兹。MOSFET的结点温度反映损失不跟随该瞬时变化，因为其被芯片壳体基板组件的热电容器滤波。说明书CN104160615A2/7页50015但是，在起动旋转电机的阶段中，或转子被阻挡时，电频率非常低，或为零。组件的热滤波不再操作要被考虑的损失是瞬时损失，且不在中期。发明内容0016本发明的目的因此是最小化功率桥的臂中的瞬时损失，以便最大化低电频率时臂的散热极限内的可允许电流。0017本发明的主题特别是一种用于控制功率桥的方法，该功率桥包括多个臂，每个臂包括串联的上和下半导体开关，所述上和下半导体开关设计为与共用电压源的第一和第二端子并。
12、联连接，每个臂的至少一个中点设计为分别连接至电负载的至少一相。0018所述方法包括通过脉冲以互补的方式控制上和下半导体开关，该脉冲具有设定的占空比，该占空比根据以下确定0019相对于电负载的参考端子的第一设定相电压；0020相对于第一或第二端子中的一个的共模电压，控制上和下半导体开关的切换损失。0021根据本发明的方法区别在于，该共模电压被确定为在上和下半导体开关之间获得切换损失和传导损失的平衡。0022根据本发明，该平衡有利地仅在调制设定的占空比的电频率等于或低于预定临界值时执行。0023优选地，该共模电压另一方面被确定为，当电频率高于该预定临界值时，最小化切换损失。0024根据本发明的用于。
13、控制功率桥的方法还区别在于，该平衡通过将平衡占空比RCI选择为基本验证以下等式而获得0025RC0RONHIPH02PCOMM1RC0RONLIPH020026其中，RONH和RONL分别是上和下半导体开关4的传导电阻20，PCOMM表示切换损失，IPHI表示在极限内在相关相中循环的相强度，在该极限时，平衡占空比导致第一平衡相电压，其与第二平衡相电压相比的电流差，与第一设定相电压和第二设定相电压之间的初始差相同。0027平衡优选地仅在参考臂中执行，在参考臂中，相强度在功率桥臂中是最大的。0028其非常有利地通过以在设定的占空比的参考值和在该参考臂中确定的平衡占空比的平衡值之间的占空比差来调制与。
14、功率桥的每个臂相应的设定的占空比而获得。0029本发明还涉及一种用于控制功率桥的装置，其设计为连接到电负载，且适于实施上述方法。0030该控制装置区别在于，其包括代表根据本发明的方法的控制逻辑，或包括代表该方法的指令的计算机存储器。0031在本发明的背景下，可被上述控制装置控制的功率桥大体包括多个臂，每个臂包括串联的上和下半导体开关。0032这些上和下半导体开关有利地每个包括并联的半导体开关元件和续流二极管。0033优选地，续流二极管是MOSFET类型的晶体管的本征二极管。0034从根据本发明的旋转电机系统可得出优势，所述旋转电机包括说明书CN104160615A3/7页60035多相电负载；。
15、0036电压源；0037具有上述特征的功率桥，其在下游连接至该电负载并在上游连接至该电压源；0038前述控制装置。0039这些较少的主要说明将使本领域的技术人员明白本发明提供的相比于现有技术的优势。0040本发明的详细说明在以下描述中给出，该描述与附图相关联。应注意到，这些图的目的仅是示出说明的文字，它们并不以任何方式构成对本发明范围的限制。附图说明0041图1是旋转电机系统的工艺图，其包括由根据本发明的方法控制的功率桥。0042图2是示出根据本发明的用于控制功率桥的方法的大体流程图。0043图3是示意性地示出根据本发明的功率桥的臂中的损失的平衡。具体实施方式0044本发明的优选实施例对应于逆。
16、变器，其从电池2为多相旋转电机1供电。0045总体上，其是具有数量为N个相绕组的电机1，所述相绕组连接至半导体功率桥3的臂B1、B2、BI、BN的中间点，如图1所示N优选地等于3。0046根据已知设置，功率桥3具有臂B1、B2、BI、BN，每个包括可被控制的半导体开关4，其首先将相绕组连接到电池2的正极B高侧的上半导体开关HS1、HS2、HSI、HSN，然后连接到电池2的负极B低侧的下半导体开关LS1、LS2、LSI、LSN。0047根据逆变器3的已知操作模式，电子控制单元5交替地断开和闭合高侧和低侧开关4，以便调整相中的电流IPH1、IPH2、IPHI、IPHN。0048上开关/下开关传导比。
17、称为占空比RC。电池电压2为UBAT，施加于电机的相电压UPH则为0049UPHRCUBAT0050占空比RC的调制对施加于电机1的相电压UPH调制，且因此，对相电流IPH调制。0051所使用的半导体开关4优选地是MOSFET类型的功率晶体管，其本征二极管6确保具有双向电流的特征。0052替换地，半导体开关4包括开关元件7，诸如双极功率晶体管7和续流二极管6。0053MOSFET中的损失是两种类型，即通过传导PCOND和通过切换PCOMM。0054臂BI中的传导损失PCOND等于RONIPHI2RON是MOSFET在导通状态中的电阻，而无关占空比RC，因为相电流IPHI在上开关HSI中循环或在。
18、下开关LSI中循环，且因此总是在单个MOSFET中。0055切换损失PCOMM取决于切换的电压和电流。这些损失仅在单个MOSFET中耗散，其根据相电流的方向为上MOSFET或下MOSFET。0056如前序所述，特别地由文献FR2895597，已知通过借助改变共模电压V0而限制切换操作的数量来减小切换损失PCOMM。0057该策略具有缺点，特别是当电机1的转子被阻挡时，如通过以下两个数值例子所说明书CN104160615A4/7页7示。0058例子10059系统1、2、3、4、5包括具有电压UBAT为100V的电池2，和三相电机1，其转子被阻挡。0060电子控制单元5产生三个设定的占空比0061。
19、RC1060RC2045RC30450062其产生三个设定的相电压相对于接地端子B0063V160VV245VV345V0064共模电压V0是V1V2V3/350V0065施加于相绕组的电压是0066V1V215VV2V30VV3V115V0067其产生相强度在任意单元中0068IPH11IPH21/2IPH31/20069臂B1的上MOSFETHS1的损失为0070传导损失PCONDRC1RONIPH120071切换损失PCOMM1/3RONIPH12通过简化。0072上MOSFETHS1的总损失因此是0073PCONDPCOMMRC11/3RONIPH12，即093RON。0074臂B1的。
20、下MOSFETLS1的损失仅是传导损失，因为切换损失已经被上MOSFETHS1经历。0075下MOSFETLS1的总损失因此是0076PCOND1RC1RONIPH12，即040RON0077臂的总损失因此是0078061/3RON040RON4/3RON0079例子20080通过限制切换操作的数量来减小损失的策略是指阻断相强度最大臂，且在该情况下为臂B1。0081为此目的，设定的占空比RC1变为优化的占空比RCOP1，从而RCOP11。0082两个其他的设定占空比RC2和RC3增加有RCOP1RC1，以便保持相之间的相同电压差，通过增加共模电压0083RCOP11RCOP2085RCOP30。
21、850084VOP1100VVOP285VVOP385V0085优化的共模电压是VOP090V。0086电机1仍具有相同相电压0087VOP1VOP215VVOP2VOP30VVOP3VOP115V0088在该情况下，损失仅是传导损失，因为臂B1不再切换。总损失因此是0089PCONDRCOP1RONIPH12，即RON0090由已知的最小化策略推导的上MOSFETHS1中的损失因此实际上比从PWM控制推导的没有优化的损失高7。0091当电机1起动时和当转子被阻挡时，通过接受在这些情况下的逆变器3的整体性说明书CN104160615A5/7页8能的略微劣化，根据本发明的用于控制功率桥3的方法另。
22、一方面倾向于限制这种类型的MOSFET中的损失，如在下文中关于图2和3所展示的。0092根据本发明的方法首先包括以传统方式在初步步骤8中产生设定的占空比RC1、RC2、RCI、RCN，其对应于供应到输入口9的电机1的向量控制的设定相电压V1、V2、VI、VN。0093测试10使得可以，通过以预定临界值比较调制这些设定占空比RC1、RC2、RCI、RCN的电频率，或以等同方式通过将电机1的旋转速度与参考旋转速度0相比，来确定电机1是否处于起动过程或其转子是否被阻挡。0094在旋转速度大于0的情况下，电机1没有处于起动过程，或转子没有被阻挡，根据本发明的方法优选地没有对设定的占空比RC1、RC2、。
23、RCI、RCN做出任何改动11，它们以相同方式传递至输出口12。0095替换地，设定的占空比RC1、RC2、RCI、RCN被修改，从而共模电压V0使切换损失PCOMM最小化过程未示出。0096在旋转速度小于或等于0的情况下，电机1处于起动过程，或转子被阻挡，根据本发明的方法通过臂B1、B2、BI、BN的半导体开关4损失的平衡过程13行进，或使较大相强度IPH1、IPH2、IPHI、IPHN循环。0097该平衡过程13的第一步骤14因此包括选择功率桥3的参考臂，其中，相强度IPH1、IPH2、IPHI、IPHN具有较大值IPH0。0098该平衡过程13的第二步骤15包括在该参考臂中的上HSI和下。
24、LSI半导体开关之间平衡切换损失PCOMM和传导损失PCOND。0099切换损失PCOMM独立于占空比，且根据电流方向由上HSI或下LSI半导体开关4中的仅一个耗散。0100传导损失PCOND通过在极限内选择适当的平衡占空比RC1、RC2、RCI、RCN而在上HSI和下LSI半导体开关4之间被分配，在极限时，电机1遇到的平衡相电压差保持与设定的相电压差V1、V2、VI、VN相同。0101在参考臂中，在该第二步骤15期间，选择平衡占空比RC1、RC2、RCI、RCN的平衡值RC0，以便验证等式0102RC0RONIPH02PCOMM1RC0RONIPH020103该等式表示参考臂的上HSI和下L。
25、SI半导体开关之间的损失的等同性。这可以以下形式写出0104FRC02RC01RONIPH02PCOMM00105在此应指出，上述等式对应于上HSI和下LSI半导体开关具有基本相等的传导电阻RON的情况。当这些传导电阻具有不同值时，对于上HSI半导体开关称为RONH，对于下LSI半导体开关称为RONL，上述要被验证的等式变为0106RC0RONHIPH02PCOMM1RC0RONLIPH020107在以下说明书中，应继续理解为，上HSI和下LSI半导体开关具有基本相等的传导电阻RON。0108根据为切换损失PCOMM的计算所选择的建模，平衡值RC0可根据电池电压UBAT和切换电流IPH0而变化。
26、。0109该平衡过程13的第三步骤16包括在该平衡值RC0和参考臂中的作为参考值RC0说明书CN104160615A6/7页9的设定占空比RCI之间的被计算占空比差RC。0110通过添加到所有设定占空比RC1、RC2、RCI、RCN，该占空比差RC使得可以在根据本发明的方法的输出口12处产生平衡占空比RC1、RC2、RCI、RCN，其通过改变共模电压V0而保持相之间的电压差，同时平衡参考臂。0111平衡过程13的附加步骤17限制占空比差RC，从而所有平衡占空比RC1、RC2、RCI、RCN包含在0至1的区间内。0112与图3相关联的，在由半导体开关4形成的功率桥情况下，以下数值例子以详细方式在。
27、图3中示出。三相电负载将使得可以更好地理解根据本发明的用于控制功率桥的方法。0113根据本发明的例子0114以与表示现有技术中已知的用于控制功率桥3的方法的上述例子1和2相同的方式，该例子基于系统1、2、3、4、5，所述系统包括具有电压UBAT为100V的电池2和三相电机1，其转子被阻挡。0115电子控制单元5产生三个设定的占空比0116RC1060RC2045RC30450117其产生三个设定的相电压相对于接地端子B0118V160VV245VV345V0119共模电压V0是V1V2V3/350V0120施加于相绕组的电压是0121V1V215VV2V30VV3V115V0122其产生相强度。
28、在任意单元中0123IPH11IPH21/2IPH31/20124优选地以在功率桥3的电子控制单元5中的软件模块的形式实施的平衡过程13通过臂的选择18开始，其中，相强度IPH0在三个相强度IPH1、IPH2、IPH3中是最强的。在该情况下，这是臂数1，其中，强度是IPH11IPH0在任意单元中。0125平衡过程13则执行0126根据在上HSI和下LSIMOSFET中通过的电阻RON20、根据第一臂的平衡占空比RC1的传导损失的第一计算19，分别为RC1RONIPH02和1RC1RONIPH02；0127切换损失在该臂中的第二计算21，PCOMM1/3RONIPH02在该例子中通过简化；012。
29、8平衡值RC0的确定22，其满足等式0129FRC02RC01RONIPH02PCOMM00130换句话说，通过使用切换损失PCOMM的简化表述01312RC01RONIPH021/3RONIPH020，即RC01/30132平衡过程13则执行与在选择18期间确定的参考臂相应的设定的占空比的参考值RC0的获取23，即，RC0RC106。0133该获取23允许占空比差的评估240134RCRC0RC00330600270135由于该占空比差RC为负的，且绝对值比设定的占空RC1060、RC2045、RC3说明书CN104160615A7/7页10045低，限制功能25确定其与由第三计算26提供的。
30、平衡占空比范围相匹配0136RC1RC1RC0600270330137RC2RC2RC0450270180138RC3RC3RC0450270180139平衡阶段电压为0140V133VV218VV318V0141共模电压V0变为V023V0142验证了电机1遇到的相电压差没有改变0143V1V233V18V15V0144V2V318V18V0V0145V3V118V33V15V0146在完成该平衡过程13时，上和下MOSFET4中的总损失为0147上MOSFETHS1RC1RONIPH021/3RONIPH02，即2/3RON0148下MOSFETHS11RC1RONIPH0211/3RON。
31、IPH02，即2/3RON0149通过与上述第一和第二例子的结果比较，通过根据本发明的方法造成的臂中的损失的平衡与传统控制相比，允许要被上MOSFETHS1耗散的损失减小27，且与通过切换造成的损失的最小化策略相比，减小33。0150对于臂组件，损失变为4/3RON，即它们与由传统PWM控制例1产生的那些相同，但与通过切换进行的最小化损失的策略例2相比增加33。0151但是，逆变器的改善性能不是在连接的旋转电机1的起动阶段期间或在转子被阻挡的情况下被寻求的。另一方面，在部件散热的极限内可允许的电流的最大化变为更重要的标准，特别是当所关注的旋转电机1并入在涉及机动车辆应用且将经历许多停止/重新起。
32、动循环的系统中时。0152应意识到，本发明不简单地限于之前描述的优选实施例。0153特别地，给出的数值仅构成设计为具体展示根据本发明的用于控制功率桥3的方法的优点的例子。0154根据本发明的方法优选地通过控制装置5中的微程序执行。但是，该控制装置5可替换地基于有线控制逻辑。0155MOSFET类型的功率晶体管4不是限制性的本领域的技术人员将能按照需要实施任何其他类型的半导体元件，诸如双极晶体管，其他类型的场效应晶体管，或可在被根据本发明的控制装置5控制的功率桥中实现相同切换功能的半导体闸流管。0156本发明由此并入所有可行的变体实施例，其可保持在以下权利要求所限定的范围内。说明书CN104160615A101/3页11图1说明书附图CN104160615A112/3页12图2说明书附图CN104160615A123/3页13图3说明书附图CN104160615A13。