估算响应特性的方法和装置，及其接收方法和接收器 【发明领域】
本发明涉及一种响应特性估算技术和一种使用它的接收技术。它尤其涉及一种加权系数估算方法和装置，以及接收方法和装置，其中那些方法和装置被使用用于合成由多个天线接收的无线电信号。
背景技术描述
在无线通信中，通常希望有效地使用有限的频率资源。为了有效地使用频率资源，例如，在短距离内尽可能重复地使用相同频率的无线电波。然而，由于由位置接近、使用相同频率的无线电台基站或者移动终端所引起的同信道干扰，通信质量降低了。作为一种用于防止从同信道干扰中导出的这种通信质量降低的技术，能够提出自适应阵列天线技术。
在自适应阵列天线技术中，由多个天线接收的信号被分别用不同的加权系数加权并且合成。可自适应地更新加权系数，以便可以使在将被传输的信号和在合成之后的信号之间的误差信号是小的。在此，基于合成之后的信号确定被传输的信号。为了自适应地更新加权系数，使用了RLS(递归最小二乘方)算法、LMS(最小均方)算法等等。RLS算法通常以高速收敛。但是RLS算法需要一个高速或者巨大的运算电路，这是因为执行的计算是非常复杂地。LMS算法能够用一个比RLS算法更简单的运算电路实现。但是，它的收敛速度是低的。
相关技术列表
1.日本公开专利申请2002-26788
一种通过在一个已知传输信号和一个接收信号之间的相关性处理来确定加权系数的技术能够以高速用一个简单电路确定加权系数。但是，不同于自适应算法，使用相关性处理的技术不能跟踪环境的变化。例如，如果在一个发送器和一个接收器的频率振荡器之间有频率偏移，则该频偏作为一个误差被反映给加权系数。如果包含一个误差的加权系数在自适应阵列天线技术中被使用了，则接收特性通常退化了。
【发明内容】
本发明的发明人已经鉴于上述情况做出了本发明，而且它的一个目的是提供一个用一个简单的运算电路以高速估算响应特性的响应特性估算装置，并且提供一个使用它的接收器。本发明还有一个目的是提供一个其中在响应特性估算精确性中的退化被减少了的响应特性估算装置，其中该退化是由在一个发送器和接收器之间的频率振荡器的频率偏移所引起的，并且本发明还提供了一个使用它的接收器。本发明还有一个目的是提供一个能够提高在发送器和接收器之间的频率振荡器的频率偏移的估算精确性的响应特性估算装置，以及提供使用它的接收器。
依据本发明的一个最佳实施例涉及一个响应特性估算装置。这个装置包含：一个输入接收的信号的输入单元；一个执行在已经被输入的接收信号和一个已知的传输信号之间的相关性处理的相关性处理器；一个相位误差估算器，其基于已经被输入的接收信号和已知的传输信号，估算已经被输入的接收信号与已知传输信号的相位误差；以及一个相位误差补偿器，其通过基于估算的相位误差补偿相关性处理的结果，来估算已经被输入的接收信号对已知传输信号的响应特性。
当相位误差估算器基于已经被输入的接收信号和传输信号估算已经被输入的接收信号与已知传输信号的相位误差时，相位误差估算器可以直接或者间接地使用已经被输入的接收信号和已知的传输信号。在此，例如，如果在估算中使用了已知传输信号的周期性，则因此可以说已知传输信号被间接地使用了。
响应特性可以包含通过在其上执行复共轭变换而获得的一个、或者是通过在其上执行线性变换获得的一个。即，该响应特性包含通过用一个规定规则变换响应特性而获得的变换了的响应特性。
已知的传输信号以一种顺序的方式以规定的间隔被包含在接收信号中。响应特性估算装置进一步包含从已经被输入的接收信号中检测已知传输信号的顺序间隔的末端的控制器。在这个装置中，相位误差补偿器可以基于在检测末端处的估算的相位误差补偿相关性处理的结果。该“顺序方式”仅仅是指已知的接收信号是顺序的。只要已知的接收信号是顺序的，它的时间长度不一定需要是长的，但是可以是短的。此外，在此的“顺序方式”可以包含这样的情况：如果装置识别某个规则的话，已知的传输信号依据该规则以一种离散方式被包含在接收的信号中。即，在此的“顺序方式”包含其中装置能够把传输信号识别为“顺序”的任何一种情况。
通过实现上述结构，因为相位误差估算和相关性处理被并行执行，而且在那两个处理之间不存在延迟，所以该装置能够高速估算响应特性。此外，因为使用估算的相位误差补偿了相关性处理的结果，所以能够用高准确度估算响应特性。
依据本发明的另一个最佳实施例涉及一种响应特性估算方法。这种方法包含：输入一个接收的信号；执行在已经被输入的接收信号和一个已知的传输信号之间的相关性处理；基于已经被输入的接收信号和已知的传输信号，估算已经被输入的接收信号与已知传输信号的相位误差；以及通过基于估算的相位误差补偿相关性处理的结果，来估算已经被输入的接收信号对已知传输信号的响应特性。
已知的传输信号以一种顺序方式以规定的间隔被包含在接收信号中。这个响应特性估算方法进一步包含从已经被输入的接收信号中检测已知传输信号的顺序间隔的末端。在这种方法中，当估算已经被输入的接收信号对已知传输信号的响应特性时，可以基于在检测到的末端处的估算相位误差补偿相关性处理结果。
本发明还有的另一个最佳实施例涉及一个程序。这个程序包含：输入一个接收的信号；执行在已经被输入的接收信号和一个已知的传输信号之间的相关性处理；基于已经被输入的接收信号和已知的传输信号，估算已经被输入的接收信号与已知传输信号的相位误差；以及通过基于估算的相位误差补偿相关性处理的结果，来估算已经被输入的接收信号对已知传输信号的响应特性。
已知的传输信号以一种顺序方式以规定的间隔被包含在接收信号中。这个程序进一步包含从已经被输入的接收信号中检测已知传输信号的顺序间隔的末端。在这个程序中，当估算已经被输入的接收信号对已知传输信号的响应特性时，可以基于在检测到的末端处的估算相位误差补偿相关性处理结果。
本发明还有的另一个最佳实施例涉及一个接收器。这个接收器包含：一个分别输入多个接收的信号的输入单元；一个分别执行在多个已经被输入的接收信号中的每一个和一个已知的传输信号之间的相关性处理的相关性处理器；一个相位误差估算器，其基于已经被输入的多个接收信号中的至少一个和已知的传输信号，估算多个已经被输入的接收信号中的至少一个与已知传输信号的相位误差；一个相位误差补偿器，其通过基于估算的相位误差分别补偿多个相关性处理的结果来产生多个加权系数；以及一个合成单元，其以多个已经被输入的接收信号分别对应于多个加权系数的方式执行乘法，并且合成乘法的结果。
相位误差估算器可以通过基于多个已经被输入的接收信号和已知的传输信号分别估算多个已经被输入的接收信号中的每一个与已知传输信号的相位误差，以及通过平均估算的多个相位误差，来再次估算一个确定的相位误差。
已知的传输信号以一种顺序方式以规定的间隔被包含在接收信号中。这个接收器进一步包含一个从多个已经被输入的接收信号中检测已知传输信号的顺序间隔的末端的控制器。在这个接收器中，相位误差补偿器可以基于在检测到的末端处估算的相位误差分别补偿多个相关性处理的结果。
本发明的还有另一个最佳实施例涉及一种接收方法。这种接收方法包含：分别输入多个接收信号；分别执行在多个已经被输入的接收信号中的每一个和一个已知传输信号之间的相关性处理；基于已经被输入的多个接收信号中的至少一个和已知的传输信号，估算多个已经被输入的接收信号中的至少一个与已知传输信号的相位误差；通过基于估算的相位误差分别补偿多个相关性处理的结果来产生多个加权系数；以及合成乘法的结果，其中以多个已经被输入的接收信号分别对应于多个加权系数的方式执行该乘法。
当估算多个已经被输入的接收信号中的至少一个与已知传输信号的相位误差时，通过基于多个已经被输入的接收信号和已知传输信号分别估算多个已经被输入的接收信号中的每一个与已知传输信号的相位误差，以及通过平均估算的多个相位误差，来再次估算一个确定的相位误差。
已知的传输信号以一种顺序方式以规定的间隔被包含在接收信号中。这种接收方法进一步包含从多个已经被输入的接收信号中检测已知传输信号的顺序间隔的末端。在这种方法中，当产生多个加权系数时，可以基于在检测到的末端处的估算相位误差分别补偿多个相关性处理的结果。
本发明还有的另一个最佳实施例涉及一个程序。这个程序包含：分别输入多个接收信号；分别执行在多个已经被输入的接收信号中的每一个和一个已知传输信号之间的相关性处理；基于已经被输入的多个接收信号中的至少一个和已知的传输信号，估算多个已经被输入的接收信号中的至少一个与已知传输信号的相位误差；通过基于估算的相位误差分别补偿多个相关性处理的结果来产生多个加权系数；以及合成乘法的结果，其中以多个已经被输入的接收信号分别对应于多个加权系数的方式执行该乘法。
当估算多个已经被输入的接收信号中的至少一个与已知传输信号的相位误差时，可以通过基于多个接收信号和已知传输信号分别估算多个已经被输入的接收信号中的每一个与已知传输信号的相位误差，以及通过平均估算的多个相位误差，来再次估算一个确定的相位误差。
已知的传输信号以一种顺序方式以规定的间隔被包含在接收信号中。这个程序进一步包含从多个已经被输入的接收信号中检测已知传输信号的顺序间隔的末端。在这个程序中，当产生多个加权系数时，可以基于在检测到的末端处的估算相位误差分别补偿多个相关性处理的结果。
应当注意到：上述的结构部件和步骤中的任何任意替换或者代替、在方法和装置之间被部分或者全部替换或者代替的表示和它的增加、以及转换为计算机程序、记录介质等等的表示全部都是有效的，而且由当前实施例所包含。
此外，本发明的这个概述没有必要描述全部必要的特征，所以本发明还可能是这些描述的特征的子组合。
附图简要说明
图1显示了依据本发明第一实施例的一个通信系统的结构。
图2显示了依据本发明第一实施例的一个色同步信号格式(burstformat)。
图3显示了依据本发明第一实施例的一个色同步信号格式。
图4显示了依据本发明第一实施例的一个接收器的结构。
图5显示了如图4所示的第一预处理单元的结构。
图6显示了如图4所示的第一预处理单元的结构。
图7显示了如图4所示的第一预处理单元的结构。
图8显示了如图5、6和7所示的一个定时检测单元的结构。
图9显示了如图4所示的一个上升沿检测单元的结构。
图10显示了如图9所示的上升沿检测单元的一个操作程序。
图11显示了如图4所示的第一初始值计算单元的结构。
图12显示了如图4所示的相位误差估算单元的结构。
图13显示了如图4所示的第一权重计算单元的结构。
图14显示了如图4所示的合成单元的结构。
图15显示了依据本发明第二实施例的一个相位误差估算单元的结构。
图16显示了依据本发明第三实施例的一个相位误差估算单元的结构。
本发明的具体实施方式
现在将基于最佳实施例描述本发明，该最佳实施例不是用来限制本发明的范围，而是举例说明本发明。在实施例中描述的所有特征以及它们的组合对于本发明来说不一定是必需的。
第一实施例
本发明的第一实施例涉及一个接收器，其具有一个用多个天线接收作为色同步信号的无线电信号、并且通过用不同的加权系数分别加权接收的信号来合成它们的自适应阵列天线。该色同步信号由一个布置在信号的头部部分中的已知训练信号和一个数据信号组成。依据第一实施例的接收器，在一个训练信号间隔中，基于训练信号和接收的信号执行相关性处理，并且估算在一个发送器和接收器的频率振荡器之间的频率偏移。并行执行相关性处理和频率偏移的估算，通过用在训练信号的间隔结束时估算的频率偏移补偿相关性处理的结果，分别获得多个接收信号对传输信号的初始响应特征。当数据信号的间隔开始时，利用让初始响应特征作为加权系数来加权和合成接收的信号。在数据信号间隔中，虽然接收信号用加权系数加权并且被合成，但是加权系数通过自适应算法更新以便它们可以跟踪在无线电传输环境中的变化。
图1显示了依据本发明第一实施例的一个包含发送器100和接收器106的通信系统。发送器100包含一个调制器102、RF单元104、和天线132。接收器106包含一个第一天线134a、第二天线134b、第n个天线134n、RF单元108、信号处理单元110、和解调器112。在此第一天线134a、第二天线134b和第n个天线134n一般被叫做天线134。
调制器102调制要被传输的信息信号，并且生成传输信号(在下文中被包含在传输信号中的信号也被称作“符号”)。可以使用任何任意的调制方案，诸如QPSK(四相移键控)、16QAM(16正交调幅)、GMSK(高斯滤波的最小移动键控)。在下面的实施例中，描述了其中使用了QPSK的示例。此外，在一个多载波通信情况中，发送器100具有多个调制器102或者逆傅里叶变换单元。在一个频谱散播通信的情况中，调制器102具有一个散播单元。
RF单元104把传输信号转换成为射频信号。频率变换单元、功率放大器、频率振荡器等等被包含在其中。
发送器100的天线132传输该射频信号。天线可以具有任意的方向性，而且天线的数目也可以是任意的。
接收器106的天线134接收射频信号。在这个实施例中，天线134的数目为n。当在这个实施例中描述了接收器具有它的第n个部件时，这意味着向接收器106提供的部件数目和天线134的数目相同，其中第一个、第二个、...、第n个部件基本上并行执行相同的操作。
RF单元108把射频信号转换成为基带接收信号300。频率振荡器等等被提供给RF单元108。在多载波通信的情况中，RF单元108具有一个傅里叶变换单元。在频谱散播通信的情况中，RF单元108具有一个解扩散(despreading)单元。
信号处理单元110利用由加权系数的分别加权合成基带接收信号330，并且自适应地控制每个加权系数。
解调器112解调制合成的信号并且执在传输信息信号上执行判定。解调器112还可以具有一个延迟检测电路或者一个载波恢复电路用于相干检测。
图2和图3显示了分别在对应于如图1所示的通信系统的不同通信系统中使用的其它色同步信号格式。在那些图中还显示了被包含在该色同步信号中的训练信号和数据信号。图2显示一个在Personal HandyphoneSystem的通信信道中使用的色同步信号格式。一个前同步码(preamble)位于色同步信号的初始4个符号中，其被用于定时同步。前同步码中的信号和一个唯一字能够起到用于信号处理单元110的一个已知信号的作用，因此信号处理单元110能够把前同步码和唯一字使用为训练信号。接着前同步码和唯一字之后的数据和CRC对于信号处理单元110来说是未知的而且对应于数据信号。
图3显示了在是无线LAN(局域网)的一种类型的IEEE 802.11a的通信信道中使用的一种色同步信号格式。IEEE 802.11a使用了OFDM(正交频分多路复用)调制方案。在OFDM调制方案中，对傅里叶变换的大小和防护间隔符号的数目进行求和，而且该总和值形成一个单元。应当注意到：这个单元在这个实施例中被描述为一个OFDM符号。一个前同步码位于色同步信号的初始4个OFDM符号中，其主要被使用用于定时同步和载波恢复。前同步码中的信号能够起到用于信号处理单元110的一个已知信号的作用，因此信号处理单元110能够把该前同步码使用为训练信号。接着前同步码之后的头部和数据对于信号处理单元110来说是未知的，而且对应于数据信号。
图4显示如图1所示的接收器106的结构。射频单元108包含一个第一预处理单元114a、第二预处理单元114b、...和第n个预处理单元114n，它们一般被叫做预处理单元114。信号处理单元110包含：一般被叫做BB输入单元116的第一BB输入单元116a、第二BB输入单元116b、...和第n个BB输入单元116n；合成单元118；一般被叫做权重计算单元120的第一权重计算单元120a、第二权重计算单元120b、...和第n个权重计算单元120n；上升沿检测单元122；控制单元124；训练信号存储器126；一般被叫做初始值计算单元10的第一初始值计算单元10a、第二初始值计算单元10b、...和第n个初始值计算单元10n；和相位误差估算单元12。解调制单元112包含一个判定单元128和一个求和单元130。
此外，在接收器106中使用的信号包含：一般被叫做基带接收信号300的第一基带接收信号300a、第二基带接收信号300b、...和第n个基带接收信号300n；训练信号302；相位误差信号304；控制信号306；误差信号308；一般被叫做加权系数310的第一加权系数310a、第二加权系数310b、...和第n个加权系数310n；和一般被叫做相关性值312的第一相关性值312a、第二相关性值312b、...和第n个相关性值312n。
预处理单元114把射频信号转换成为基带接收信号300。
BB输入单元116接收基带接收信号300。由第i个天线接收的基带接收信号300xi(t)由以下的(1)定义：
xi(t)＝hiS(t)exp(jΔωt)+nit (1)
这里，hi是无线电间隔的响应特性，S(t)是传输信号，Δω是在发送器100和接收器106的频率振荡器之间的频率偏移，以及ni(t)是噪音。
上升沿检测单元122从基带接收信号300中检测色同步信号的开始，其起信号处理单元110操作的触发器的作用。检测到的、色同步信号开始的定定时被通知给控制单元124。控制单元124基于色同步信号开始的定时，计算训练信号302间隔结束时的定时，这个定时依据必要性作为控制信号306被通知给每个单元。
训练信号存储器126存储训练信号302而且依据必要性输出训练信号。
初始值计算单元10通过在基带接收信号300和训练信号302上执行相关性处理，来计算在训练信号302间隔内的相关值312。因为基带信号300被直接输入了，所以能够减少处理的延迟。产生的相关值312Ci由下式给出：
Ci＝hi*∑{exp(-jΔωt)S*(t)S(t)}+∑[ni(t)S(t)] (2)
＝hi*∑exp(-jΔωt)
这里，假定平均间隔是足够长的，而且有关噪音项被忽略了。
相位误差估算单元12，独立于初始值计算单元10，基于基带接收信号300和训练信号302，估算在训练信号302的间隔内在发送器100和接收器106的频率振荡器之间的频率偏移。然后相位误差估算单元12输出从频率偏移中导出的相位误差作为相位误差信号304。相位误差信号304PO由下式给出：
PO＝∑exp(-jΔωt) (3)
当训练信号302的间隔结束时，权重计算单元120通过用相位误差信号304补偿相关值312来获得初始加权系数310。初始加权系数310Wi由下式给出：
Wi＝Ci/PO＝hi* (4)
在数据信号间隔中，初始加权系数310被更新为新的加权系数310。LMS算法基于基带接收信号300和之后提及的误差信号308更新加权系数310。
合成单元118在用加权系数310加权基带接收信号300之后把它们加起来。求和结果y(t)由下式给出：
y(t)＝∑WiXi(t) (5)
判定单元128通过把由求和获得的信号和一个预定阈值进行比较来判定传输信息信号。判定可以是硬的或者是软的。
求和单元130基于在同步检测到的信号和判定信号之间差值产生误差信号308，其要在权重计算单元120中在LMS算法中使用。在一个理想的情况中，误差信号变为零，这是因为LMS算法控制加权系数310以便误差信号308可以变得是小的。
图5到图7显示了第一预处理单元114a的不同结构。在接收器106中的第一预处理单元114a能够接受和处理在诸如如图2或者图3所示的不同通信系统中的不同信号，因此接着其后的信号处理单元110能够忽略通信系统的差别进行操作。在图5中的第一预处理单元114a用于如图2所示、诸如个人Handyphone系统、蜂窝电话系统等等的单一载波通信系统。在图5中的第一预处理单元114a包含一个频率变换单元136、一个伪同步检测器138、AGC(自动增益控制)140、AD转换单元142、和定时检测单元144。在图6中显示的第一预处理单元114a用于诸如W-CDMA(宽带-码分多址)或者相对于IEEE 802.11b实现的无线LAN的频谱散播通信系统。除了在图5中显示的第一预处理单元114a之外，在图6中显示的那个进一步包含一个解扩散单元172。第一预处理单元114a用于在图3中显示的、诸如IEEE 802.11a或者Hiper LAN/2的多载波通信系统。除了在图6中显示的第一预处理单元114a之外，在图7中显示的那个进一步包含一个傅里叶变换单元174。
频率转移单元136把射频信号转换成为一个中频信号、多个中频信号或者其它的信号。伪同步检测器138使用频率振荡器在中频信号上执行正交检测，并且产生一个基带模拟信号。因为包含在伪同步检测器138中的频率振荡器独立于向发送器100提供的频率振荡器进行操作，在两个振荡器之间的频率相互不同。
AGC 140自动地控制增加，以便基带模拟信号的振幅可以变为一个在AD转换单元142的动态范围内的振幅。
AD转换单元142把基带模拟信号转换成为一个数字信号。用于把基带模拟信号转换为数字信号的采样间隔通常被设置为比符号间隔更短以便限制信号的退化。这里，采样间隔被设置为是符号间隔的一半(在下文中，用这个采样间隔数字化的信号被称为“高速数字信号”)。
定时检测单元144从高速数字信号中选择一个最佳采样定时的基带接收信号300。做为选择，定时检测单元144通过在高速数字信号上执行合成处理等等，产生具有最佳采样定时的基带接收信号300。
如图6所示的解扩散单元172基于一个预定的代码序列在基带接收信号300上执行相关性处理。在图7中的傅里叶变换单元174在基带接收信号300上执行傅里叶变换。
图8显示了定时检测单元144的结构。定时检测单元144包含：一般被叫做延迟单元146的第一延迟单元146a、第二延迟单元146b、...和第(n-1)个延迟单元146n-1；一般被叫做乘法单元150的第一乘法单元150a、第二乘法单元150b、第(n-1)个乘法单元150n-1、...和第n个乘法单元150n；一般被叫做数据存储器152的第一数据存储器152a、第二数据存储器152b、第(n-1)个数据存储器152n-1、...、第n个数据存储器152n；求和单元154；判定单元156；主信号延迟单元158；和选择单元160。
延迟单元146延迟输入的高速数字信号用于相关性处理。高速数字信号的采样间隔被设置为是符号间隔的一半。但是延迟元件146的延迟量被设置是符号间隔，因此高速数字信号150从所有其他延迟单元146输出到乘法单元150。
数据存储器152存储每个前同步码信号中的1个符号用于定时同步。
乘法单元150在高速数字信号和前同步码信号上执行乘法，而且它的结果由求和单元154加起来。
判定单元156基于求和结果选择一个最佳采样时间。高速数字信号的采样间隔是符号信号的一半，而且被使用用于求和的高速数字信号的间隔等于符号间隔，因此有两种类型的用于对应于每个偏移的采样定时的所有其它高速数字信号的求和结果。判定单元156比较两种类型的求和结果，而且判定对应于较大求和结果的定时是最佳采样定时。这个判定应当不一定是通过比较两种类型的求和结果一次做出的，而是可以通过比较它们几次而做出。
主信号延迟单元158延迟该高速数字信号，直到由判定单元156确定最佳采样定时为止。
选择单元160从高速数字信号中选择一个对应于该最佳采样定时的基带接收信号300。在此，一个高速数字信号从两个连续的高速数字信号中连续地选出。
图9显示了被包含在信号处理单元110中的上升沿检测单元122的结构。上升沿检测单元122包含一个功率计算单元162和一个判定单元164。功率计算单元162计算每个基带接收信号300的接收功率，然后把每个基带接收信号的接收功率加起来以获得由所有天线134接收的信号的所有功率。
判定单元164把该信号的所有接收功率和一个预定条件进行比较，并且当条件被满足时确定检测到了色同步信号的开始。
图10显示了上升沿检测单元122的操作。判定单元164设置一个内部计数器T为零(S10)。功率计算单元162从基带接收信号300中计算接收的功率(S12)。确定单元164把接收的功率和一个阈值进行比较。当接收的功率大于阈值时(在S14中Y)，则判定单元164向T加1(S16)。当T变得大于一个预定值τ时(在S18中Y)，则判定色同步信号的开始检测到了。重复上述处理直到检测到色同步信号的开始为止(在S14中N、在S18中N)。
图11显示了第一初始值计算单元10a的结构。第一初始值计算单元10a包含主信号延迟单元14、复共轭单元16、乘法单元18、求和单元20和延迟单元22。
主信号延迟单元14延迟第一基带接收信号300a，以便第一基带接收信号300a可以与由上升沿检测单元122检测到的定时同步。复共轭单元16把第一基带接收信号300a变换为复共轭。乘法单元18把在复共轭中的第一基带接收信号300a和训练信号302相乘。
通过求和单元20和延迟单元22，在第一基带接收信号300a和训练信号302之间的相乘结果被集成到训练信号302间隔中，并且获得了误差信号308。
图12显示了相位误差估算单元12的结构。相位误差估算单元12包含：一般被叫做主信号延迟单元26的第一主信号延迟单元26a、第二主信号延迟单元26b、...和第n个主延迟单元26n；一般被叫做乘法单元28的第一乘法单元28a、第二乘法单元28b、...和第n个乘法单元28n；一般被叫做主延迟单元30的第一延迟单元30a、第二延迟单元30b、...和第n个延迟单元30n；一般被叫做复共轭单元32的第一复共轭32a、第二复共轭单元32b、...和第n个复共轭单元32n；一般被叫做乘法单元34的第一乘法单元34a、第二乘法单元34b、...和第n个乘法单元34；平均单元36；相位变换单元38；相位检测单元40；复数变换单元42；补偿信号产生单元44和复共轭单元48。
乘法单元28通过把在主信号延迟单元26中延迟的基带接收信号300和在复共轭变换之后的训练信号302相乘，以获得一个不包含传输信号分量的接收信号Zi(t)。接收的信号Zi(t)由下式给出：
Zi(t)＝Xi(t)S*(t) (6)
＝hi exp(jΔωt)
这里，假定噪音足够小而且因此忽略该噪音。
延迟单元30和复共轭单元32延迟Zi(t)而且然后把Zi(t)变换为复共轭。被变换为复共轭的Zi(t)在乘法单元34中和初始的Zi(t)相乘。乘法的结果Ai由下式给出：
Ai(t)＝Zi(t)Zi*(t-2T) (7)
＝exp(j2Δωt)
这里，延迟单元30的延迟时间被设置为是2T，其中T是符号间隔。
平均单元36平均对应于每个天线的乘法结果。还可以使用时间偏移(shift)了的乘法结果。
相位变换单元38通过使用一个反正切把平均的乘法结果A变换为一个相位信号B。
B＝2ΔωT (8)
相位检测单元40把相位信号B转换为一个符号间隔的相位误差C。
C＝ΔωT (9)
复数变换单元42通过使用一个余弦ROM或者正弦ROM把相位误差C再次变换为复数。补偿信号产生单元44基于由该复数表示的符号间隔相位误差，计算由上述的(3)给定的相位误差信号304PO。
图13显示了第一权重计算单元120a的结构。第一权重计算单元120a包含一个相位误差补偿单元46、复共轭单元50、主信号延迟单元52、乘法单元54、步长参数存储器56、乘法单元58、求和单元60、延迟单元62和输出控制器64。
当训练信号302的间隔结束时，相位误差补偿单元46执行除法并且通过用相位误差信号304补偿第一相关性值312a来获得初始的第一加权系数310a。
乘法单元54通过把在复共轭单元50中复共轭变换之后的相位误差308和由主信号延迟单元52延迟的第一基带接收信号300a相乘来产生一个第一乘法结果。
乘法单元58通过把第一乘法结果和保存在步长参数存储器56中的步长参数相乘来产生一个第二乘法结果。第二乘法结果由延迟单元62和求和单元60反馈回来而且被加到一个新的第二乘法结果中。求和结果然后由LMS算法更连续地新。这个求和结果作为第一加权系数310a输出。
输出控制器是一个更新多个信号的输入的开关。当训练信号302的间隔结束时，来自相位误差补偿单元46的初始加权系数310a被输入到输出控制器64中并且从第一权重计算单元120a中输出。在数据间隔中，输出控制器64输入求和单元60的求和结果并且然后把该求和结果输出为第一加权系数310a。
图14显示了被包含在信号处理单元110中的合成单元118的结构。合成单元118包含：一般被叫做延迟单元166的第一延迟单元166a、第二延迟单元166b、...以及第n个延迟单元166n；一般被叫做乘法单元168的第一乘法单元168a、第二乘法单元168b、…和第n个乘法单元168n；以及一个求和单元170。
乘法单元168把由延迟单元166延迟的基带接收信号300和加权系数310相乘。求和单元170把乘法的所有结果加起来。
在下面将描述具有如上所述结构的接收器106的操作。由多个天线134接收的信号通过正交检波等等被转换为基带接收信号300。当上升沿检测单元122从基带接收信号300中检测到色同步信号的开始时，开始训练信号302的间隔。在训练信号302的间隔中，初始值计算单元10执行在基带接收信号300和训练302之间的相关性处理，而且同时相位误差估算单元12估算在基带接收信号300和训练信号302之间的误差。
当训练信号302的间隔结束时，相位误差补偿单元46通过使用从相位误差估算单元12输出的相位误差信号304来补偿从初始值计算单元10输出的相关值312，以及然后产生初始加权系数310。当数据信号的间隔开始时，合成单元118利用用初始加权系数310的加权来把基带接收信号300求和起来。在数据信号的间隔中，权重计算单元120基于基带接收信号300和误差信号308、从初始加权系数310中重复地更新加权系数310。合成单元118利用用更新的加权系数310的加权把基带接收信号300加起来。
依据第一实施例，这个装置能够用简单的运算电路构造。此外，用于估算初始加权系数的相关性处理和用于估算频率偏移的处理被并行执行、而且这些处理的结果没有在其它处理中使用，因此能够减少处理延迟。还能够减少由在频率振荡器之间的频率偏移所引起的估算精确性的退化。
第二实施例
在第二实施例中，在和第一实施例相同被包含在接收信号中的训练信号的间隔中，估算在发送器和接收器之间的频率偏移。在第一实施例中，在训练信号的信号分量从接收信号中除去之后估算频率偏移。相反地，在第二实施例中，在那儿训练信号由具有比训练信号更短的频率的重复信号序列构造的，在由于重复而以一种周期方式显现的相同信号之间估算频率偏移。因此不需要从接收信号中除去训练信号的信号分量而且用于清除的乘法单元变得不必要了。
图15显示了依据第二实施例的一个相位误差估算单元12的结构。在图15中显示的相位误差估算单元12，不同于在图12中显示的相位误差估算单元12，不拥有第一乘法单元28a、第二乘法单元28b、...和第n个乘法单元28n。在第二实施例中，由乘法单元34相乘的信号必须具有相同的传输信号。这能够通过把延迟单元30的延迟量设置为一个适当的值来得到满足。在如图2所示的色同步信号格式中，因为用替换代码构造前同步码，所以每2个符号都变得具有一个相同的值。因此，延迟单元30被设置为将基带接收信号300延迟2个符号。延迟单元30的延迟量被设置为在如图3所述的色同步信号格式的间隔中的1个OFDM符号，其中每一个OFDM符号都具有一个相同的值。在另一方面，在其中每1/5个OFDM符号具有一个相同值的间隔中，延迟单元30的延迟量被设置为1/5个OFDM符号。
依据第二实施例，能够估算频率偏移而不用从接收的信号中除去传输信号分量，因此能够减少运算电路的尺寸。
第三实施例
在第三实施例中，与在第一实施例和第二实施例中的相同，估算在发送器和接收器的频率振荡器之间的频率偏移。在第一和第二实施例中，基于通过延迟接收的信号获得的信号和在训练信号间隔中的接收信号，在一个时间轴中估算频率偏移。在另一方面，在第三实施例中，通过傅里叶变换转换接收信号，而且基于在一个频率空间中的接收信号、在一个频率轴中估算频率偏移。通过把接收信号变换为在频率空间中的信号，能够在其中接收信号是训练信号和接收信号是数据信号的两种情况中估算该频率偏移。因此，能够在比训练信号间隔更长的时间中更准确地估算频率偏移。
图16显示了依据第三实施例的一个相位误差估算单元12的结构。相位误差估算单元12包含：一般被叫做主信号延迟单元26的第一主信号延迟单元26a、第二主信号延迟单元26b、...和第n个主信号延迟单元26n；一般被叫做傅里叶变换单元66的第一傅里叶变换单元66a、第二傅里叶变换单元66b、......、和第n个傅里叶变换单元66n；平均单元36；相位转换单元38；复数变换单元42；和补偿信号产生单元44。
傅里叶变换单元66执行由主信号延迟单元26延迟的基带接收信号300的傅里叶变换并且在频率空间中输出该信号。平均单元36在这些在频率空间中的信号上执行平均处理，然后相位转换单元38检测由平均处理获得信号的能量峰值或者振幅。估计到：对应于峰值的频率值是在发送器100和接收器106的频率振荡器之间的频率偏移。后续处理与在图14中的相位误差估算单元12中的那些相同。
依据第三实施例，因为能够在比训练信号的间隔更长的时间中估算偏移，所以能够更准确地估算频率偏移。
虽然已经通过示例实施例描述了本发明，但是应当理解：可以由本领域的那些技术人员做出许多改变和替换而没有背离由附加权利要求定义的本发明的范围。
在如上所述的实施例中，使用了信号处理单元110用于合成在自适应阵列天线中的接收信号。但是信号处理单元110可以被使用用于其它的处理。例如，信号处理单元110可以被应用于一个自适应均衡器。在那种情况下，合成单元118变得具有一个类似于FIR滤波器的结构，一个接收信号由多个延迟单元延迟而且在用多个加权系数乘以多个延迟的接收信号之后合成它们。这不同于在上述实施例中显示的合成单元118的结构。信号处理单元110可以被应用于一个载波恢复电路。在那个情况下，合成单元118仅仅具有一个乘法单元168。即，信号处理单元110能够应用于一个其中从相关性处理中产生相位误差的情况。
在如上所述的实施例中，权重计算单元120使用LMS算法作为自适应算法。但是地，可以使用诸如RLS算法的其它算法。此外，加权系数未必需要被更新。即，可以依据假定的无线电传输环境、运算电路的尺寸等等选择自适应算法。
在第一实施例中，相位误差估算单元12包含延迟单元30和乘法单元34。但是相位误差估算单元12，不仅仅必须使用延迟单元30和乘法单元34。例如，延迟单元30和乘法单元34可以由相位误差估算单元12和AFC(自动频率控制)使用。能够通过使用一个公有的电路来减少电路的整个大小。
在第一实施例中，上升沿检测单元122计算基带接收信号300的电能并且基于计算的结果检测色同步信号的上升沿。但是色同步信号的上升沿可以通过实现另一个结构来检测到。例如，可以通过一个被显示为定时检测单元144的结构的匹配滤波器检测上升沿。即，如果色同步信号的上升沿被准确地检测到的话，则它是足够的。
在第一实施例中，被包含在相位误差估算单元12中的延迟单元30的延迟时间被设置为2个符号。但是，延迟时间不局限于2个符号。例如，延迟时间可以是1个符号或者可以是在训练信号的开始和结束之间的间隔中的符号。即，如果依据频率振荡器的稳定性以及用频率偏移估算的要求精度判定了延迟单元30的一个最佳延迟时间，则它是足够的。
在第一实施例中，初始值计算单元10或者相位误差估算单元12执行处理的时间是训练信号的间隔。但是，该时间不需要被限制为训练信号的间隔。例如，该时间可以比训练信号的间隔短。即，能够依据训练信号间隔的长度和所需的估算精确性设置时间。