用于多信道数字接收和超声波 分析的方法和装置 【技术领域】
本发明涉及一种用于多信道数字接收的方法和装置，以及一种用于超声波分析的装置，具体涉及用于多信道数字接收的方法和装置，以及基于数字处理的超声波分析装置，以获得源自一个信号源地模拟接收信号和由不同传输路由形成的多信道模拟接收信号，同相分量和正交分量。
背景技术
图8是一个传统的超声波分析装置的方框图；
在这个超声波分析装置101中，接收超声波回波信号的探针2将接收到的信号发送给多个信道，这些多信道信号被A/D转换器31-3X转换为数字信号D1-DX。接着，信道1到X的正交检波电路1061-106X把正交检波送到数字数据D1-DX，使信道1到信道X的同相分量I1′-IX′和正交分量Q1′-QX′分开。接下来，延时电路41i-4xq分别对这些分离的信号分量延时，以消除不同信道的传输延时的差别。然后，加法电路7I对这些经过延时的信道同相分量求和，得到复合的同相分量I；并且，加法电路7Q对经过延时的信道正交分量Q1-QX求和，得到复合的正交分量Q。一个DSC(数字式扫描转换器)根据复合的同相分量I和复合的正交分量Q生成一个多普勒图象或一个颜色流动的映射图象，这个图象由显示器9来显示。
众所周知的日本专利JP-A-Hei-5-184568介绍的“数字式相位装置”是一种重要的先有技术。然而，这个专利公开的内容根本没有涉及有关正交检波的技术。
图9的示意图表示探针2发射的超声连续波在P点反射，以及反射超声波的回波被信道X和信道Y接收。
假设P点的超声波回波如下表示：
RP(t)＝A(t)·sin(2πf0t) (1)假设声音传输速度用C表示，到信道X和信道Y的距离分别Dx、Dy，则信道X的接收信号为：
Rx(t)＝A(t-Dx/c)·sin(2πf0t-Dx/c) (2)信道Y的接收信号为：
Ry(t)＝A(t-Dy/c)·sin(2πf0t-Dy/c) (3)
通过使用参考信号cos(2πf0t)和sin(2πf0t)，可将正交检波提供给这些信号，正交检波电路的输出是：
Ix′(t)＝-(1/2)·A(t-Dx/c)·sin(2πf0Dx/c)(4)
Qx′(t)＝(1/2)·A(t-Dx/c)·cos(2πf0Dx/c) (5)
Iy′(t)＝-(1/2)·A(t-Dy/c)·sin(2πf0Dy/c)(6)
Qy′(t)＝(1/2)·A(t-Dy/c)·cos(2πf0Dy/c) (7)
在数字式正交检波过程中，在规定抽样点的数字信号被提取出来，以得到前面提到的同相分量IX′(t)和IY′(t)以及正交分量QX′(t)和QY′(t)，这一点将在下文作出解释。
延时电路延迟信号，以便消除经P-X路由的传播时间和经P-Y路由传播的时间之间的差别，采用如下方法：
IX(t)＝-(1/2)·A(t-Dx/c-(Dy/c-Dx/c))·sin(2πf0Dx/c)
＝-(1/2)·A(t-Dy/c)·sin(2πf0Dx/c) (8)
Qx(t)＝(1/2)·A(t-Dx/c)-(Dy/c-Dx/c))·cos(2πf0Dx/c)
＝(1/2)·A(t-Dy/c)·cos(2πf0Dx/c) (9)
Iy(t)＝Iy(t)＝-(1/2)·A(t-Dy/c)·sin(2πf0Dy/c) (10)
Qy(t)＝Qy(t)＝(1/2)·A(t-Dy/c)·cos(2πf0Dy/c) (11)
对Ix(t)和Iy(t)的比较说明它们在时间上，在幅度上始终保持一致，但在相位上不一致。对Qx(t)和Qy(t)的比较也说明它们时间上在幅度上始终保持一致，在相位上有区别。
换句话说，先用参考信号cos(2πf0t)和sin(2πf0t)正交检波，接着进行延时操作，不能获得相位匹配的加法和。
然而，对信道X的正交检波如果使用下列参考信号：
rix＝cos(2πf0(t-(Dy/c-Dx/c)) (12)
rqy＝sin(2πf0(t-(Dy/c-Dx/c)) (13)则得到的结果是：
Ix＂(t)＝-(1/2)·A(t-Dy/c)·sin(2πf0Dy/c) (14)
Qx＂(t)＝(1/2)·A(t-Dy/c)·cos(2πf0Dy/c) (15)
换句话说，如果通过使不同信道的数字抽样时钟有不同相位，或者使不同信道的数字正交检波具有不同抽样点，就有可能进行相位匹配的加法和。
但是，这种情况需要多相位的抽样时钟，使得数字正交检波器变复杂了。
数字正交检波使抽样点必须以至少四倍载频的速率抽样，因而，如果抽样速率fs保持恒定，载频被限制为fs/4m(m＝1，2，3…)。
虽然可以使抽样速率随载波频率变化以消除上面提到的限制，但数字正交检波器就变得复杂了。
发明公开
如前所说，本发明的第一个目标是提供一种多信道数字接收的方法和装置和一种超声波分析装置，在不必使用多相位抽样时钟的情况下，这些装置能够实现多信道相位匹配的加法和。
本发明的第二个目标是提供对多信道数字接收的方法和装置以及超声波分析装置，即使抽样速率恒定，这些装置也能够不受前文所述的抽样速率的限制。
第一点，本发明提供多信道数字接收的方法，其中从信号源始发的模拟接收信号和经由不同转发路由到达多个信道的信号被转换成数字数据。每个数字信号都要经过延时，以消除不同信道传播时间的差别。每个数字信号都要经过数字正交检波，以分离一个信道的同相分量和正交分量，所有信道的同相分量相加便得到一个复合的同相分量；同样，所有信道的正交分量相加便得到一个复合的正交分量。
第二点，本发明提供的多信道数字接收装置包括下列装置多信道接收装置，它接收起源于一个信号源的信号和由不同传输路由形成的多信道接收信号，并且产生模拟接收信号；多信道A/D转换装置，它能将接收到的每个模拟信号转换为数字数据信号；多信道延时装置，它能以规定的延时时间将每个数字信号延时；数字式正交检波装置，它实现了每个延时数字信号的数字式正交检波，以分离一个信道的同相分量和正交分量；同相分量求和装置将各信道的同相分量求和，得到一个复合的同相分量；正交分量求和装置对各信道的正交分量求和，得到一个复合的正交分量。
第三点，本发明提供的多信道数字接收装置包括以下装置：多信道接收装置，它接收起源于一个信号源的信号和由不同传输路由形成的多信道接收信号，而且它也能产生模拟接收信号；多信道A/D转换装置，它能将接收到的每个模拟信号转换为数字信号；存储器，它能存储数字信号；写控制装置，它以规定的抽样间隔ΔT抽样并将得到的数字信号写到存储器中；读控制装置，它从存储器中读出具有接近某一时刻tm的抽样时间的两个或更多的数字信号，tm距离某一确定目标时刻t0的时间长度为Tm，这个Tm是抽样时间间隔ΔT的倍数；内插计算装置，它用来计算时刻tk的内插数字信号，时刻tk离时刻tm的时间长度为τk，且τk比抽样时间间隔ΔT小，内插的计算基于从存储器中读出的两个或更多的数字信号；符号反转装置，它用来反转内插数字信号的符号；选择装置，它根据目标时间t0来选择内插数字信号或符号反转数字信号或“0”；低通滤波装置，它分离并且只发送基带信号，作为信道同相分量或者正交分量；同相分量求和装置，对各信道的同相分量求和，得到一个复合的同相分量；正交分量求和装置，对各信道的正交分量求和，得到一个复合的正交分量。
第四点，本发明提供的超声波分析装置包括前述的多信道数字接收装置，这些接收装置作为数字式的射束形成装置。
在前面提到的第一点中设计的多信道数字接收方法在对信号延时之后用正交检波就得到了每个信道的数字信号，而没有采用先正交检波后延时的方法。
结果，所有信道的信号在时间上，不仅其幅度始终保持一致，而且相位上也保持一致。根据这个原因，不必采用多相位的抽样时钟，就可能进行多信道相位匹配的求和。
在前面提到的第二点中，多信道数字接收方法的设计如下：延时装置对每个信道得到的数字信号延时；数字式正交检波装置实现了对每个延时数字信号的正交检波；同相分量求和装置和正交分量求和装置分别对所有信道的同相分量和正交分量求和，得到一个复合的同相分量和一个复合的正交分量。
结果，所有信道的信号在时间上不仅其幅度始终保持一致，而且相位上也保持一致。根据这一点，不必采用多相位的抽样时钟，就可能进行多信道相位匹配的求和。
上文提到的延时装置最好由以下装置组成：存储器，它用来存贮数字信号；写控制装置，它通过以规定的抽样间隙ΔT进行抽样，将得到的数字信号写到存储器中；读控制装置，它从存储器中读出具有接近某一时刻tm的抽样时间的两个或以上的数字信号，时刻tm距离某一确定目标时刻t0的时间长度为Tm，这个Tm是抽样时间间隔ΔT的倍数；内插计算装置，它用来计算时刻tk的内插数字信号，时刻tk离时刻tm的时间t长度为τk，且τk比抽样时间间隙ΔT小，内插计算基于从存储器中读出的两个或以上的数字信号。
在这种情况下，时间长度τk的延时小于抽样间隔ΔT可以由内插计算装置来完成，即使抽样时间间隔ΔT是一个常数。
在前面提到的第三点中，多信道数字式接收的方法经过设计，使存储器、写控制装置和读控制装置能够和谐运作，而且它们对数字信号的时延恰好是抽样时间间隔ΔT的倍数；另外，内插计算装置实现内插计算时对数字信号带来的延时小于抽样时间间隔ΔT，因而信号的总时延为Tm＋τk。
结果，即使抽样时间间隔ΔT是常数，在整体上仍能得到用于消除信道间不同时延差别的延迟时间。
另外，设计的接收方法在正交检波时，如果需要两个实际被抽样的数字信号间的数字信号，内插计算装置就可以计算出这些数字信号。
结果，即使抽样速率恒定，关于允许的参考波频率限制被消除了。
在前面提到的第四点中，超声波分析装置包括前述多信道数字接收装置作为一种数字式波束形成装置，而且不需要多相位的抽样时钟就能够实现多信道相位匹配的求和。
附图的简要描述
图1是基于本发明实施例的一种超声波分析装置的方框图；
图2是图1中信道1的延时电路的详细方框图；
图3是图1中信道1的正交检波电路的详细方框图；
图4是数字信号抽样的说明示意图；
图5是延时和内插的说明示意图；
图6是数字正交检波的说明示意图；
图7是在不同参考波频率的情况下进行数字正交检波的说明示意图；
图8是一个传统的超声波分析装置的说明示意图；
图9是先有技术中存在的问题的说明示意图；实现本发明的最佳模式。
将用说明性实施例更详细地解释本发明，尽管本发明不必局限于这些实施例。
图1是本发明基于本发明实施例的一种超声波分析装置1的方框图；
在超声波分析装置1中，接收超声波回波信号的探针2把接收到的模拟接收信号发送给它的多个信道；A/D转换器31-3X把接收到的信号转换为数字信号D1-DX。接着，延时电路41-4X对数字信号D1-DX延时，以得到数字信号d1-dx。然后，正交检波电路61-6X将正交检波加到数字信号d1-dx上，从而提取出信号的正交分量和同相分量，这样，信道的同相分量I1-IX与信道的正交分量Q1-QX分离开了。接下去，求和电路7I对信道的同相分量I1-IX进行求和，得到一个复合的同相分量I；求和电路7Q对信道的正交分量Q1-QX进行求和，得到一个复合的正交分量Q。一个DSC(数字式扫描转换器)根据复合的同相分量I和复合的正交分量Q生成一个多普勒图象或一个颜色流动的映射图象，这个图象由显示器9来显示。
控制电路5确定延迟时间(随后解释)和内插系数时，不仅要考虑用于信道间相位匹配的延时，还要考虑数字正交检测的内插计算(随后解释)，而且它给延时电路41-4X和正交检波电路61-6X发送控制信号来设置前面确定的结果。
图2是信道1的延时电路41的方框图；
存储器12存储信道1的数字信号，它的写地址是由写控制装置13以抽样时间间隔ΔT给出的。图4以标记表示信道1的数字信号。两点两划相同的线表示信道1的接收信号。抽样时间间隔ΔT例如是100μ。
对于Tm1是抽样时间间隔ΔT的倍数的时间长度，时间长度τk1比抽样时间间隔ΔT要短一些，总延时时间为Tm1＋τk1，那么读控制装置14给存储器12提供这样一个读地址，用于在比当前抽样时间提前Tm1-ΔT的抽样时间读取信道1的数字数据D1。结果是，存储器12读出信道1的数字信号d1，这个信号是信道1在比目前的抽样时间提前Tm1-ΔT时得到的抽样信号。
其它信道的延时电路与此信道的设计完全类似。
图3是信道1中正交检波电路61的方框图。
数据寄存器15保存着信道1的数字数据d1，它是在比目前抽样时间提前Tm1-ΔT的抽样时间的数字数据。数据寄存器15在保存新的数字信号之前，把它所保存的值转移给数据寄存器16保存。
结果，数据寄存器16保存比目前的抽样时间提前Tm1的抽样时间的数字数据。数据寄存器16在保存新的数字数据之前把它所保存的值转移给数据寄存器17保存。
因而，数据寄存器17保存在比目前的抽样时间提前Tm1＋ΔT的抽样时间的数字数据。数据寄存器17把它一直保存的数字数据转移给数据寄存器18保存。
于是，数据寄存器18保存比目前的抽样时间提前Tm1＋2ΔT的抽样时间的数字数据。
系数寄存器19、21、23、25保存着由控制信号提供的混合样条内插计算的内插系数。
乘法器20、22、24、26分别将在数据寄存器15、16、17、18里保存的数字数据和在系数寄存器19、21、23、25中保存的混合样条内插运算系数进行乘法运算，并把各个乘法器的输出结果输送到加法器27上。
加法器27对乘积求和，得到一个在两个实际抽样时间之间的虚拟抽样时间的内插的数字数据，这两个实际抽样时间分别比当前的抽样时间提前Tm1和tm1-ΔT。通过正确地选择在系数寄存器19、21、23、25中保存的混合样条内插运算系数，可以使得虚拟的抽样时间比目前的抽样时间提前Tm1＋τk1。
图5表述的概念是关于如何从保存在数据寄存器15、16、17、18中的四个数字数据(●)通过内插运算得到内插的数字数据E1(□)。
内插后的数字数据被输入到乘法器512和多路复用器513上。
乘法器512对内插的数字数据E1乘以-1，并将得到的符号反转的内插数字数据-E1传送给多路复用器513。
根据控制信号，多路复用器513选择内插数字数据E1或符号反转的内插数字信号-E1或“0”，并将所选择的信号传送给多路复用器515。
根据控制信号，多路复用器515把内插的数字数据E1或符号反转的内插数字数据-E1，或多路复用器513选择的信号“0”发送给低通滤波器516或517中的一个。
低通滤波器516分离基带信号，并将它作为信道1的同相分量I1发送。
低能滤波器517分离基带信号，并将它作为信道1的正交分量Q1发送。
数字正交检波的原理将在下面作出解释。
首先，回顾一下模拟正交检波。
假设一个接收信号R(t)如下表达：
R(t)＝A(t)·sin(2πf0t＋φ(t)) (16)
采用参考信号cos(2πf0t)和sin(2πf0t)可以对接收信号R(t)进行正交检波，因而得到的同象分量I(t)和正交分量Q(t)如下：
I(t)＝A(t)·sin(2πf0t＋φ(t))－cos(2πf0t)
＝(1/2)·A(t)·sin(2·2πf0t＋φ(t))＋sin(φ(t))
信号经过低通滤波器后成为：
I(t)＝(1/2)·A(t)·sin(φ(t)) (17)
类似地：
Q(t)＝(1/2)·A(t)·cos(φ(t)) (18)
然后，当接收信号R(t)被以抽样速率fs＝4f0进行量化时，量化后的接收信号Rq(n/fs)以抽样序号n(n＝0，1，2，…)为变量表示如下：
Rq(n/fs)＝A(n/fs)·sin(2f0n/fs＋φ(n/fs))
＝A(n/fs)·sin(2πf0n/4f0＋φ(n/fs))
＝A(n/fs)·sin(2π(n/4)＋φ(n/fs))
如果n/4为0，1，2，等等，即n＝0，4，8等等，所以
Rq(n/fs)＝A(n/fs)·sin(φ(n/fs)) (19)
它代表方程(17)式的同相分量I(t)。
如果n/4为1/2，3/2，5/2等等，即n＝2，6，10等等，则
Rq(n/fs)＝-A(n/fs)·sin(φ(n/fs)) (20)
反转符号后，它代表(17)式的同相分量I(t)。
如果n/4为1/4，5/4，9/4等等，即n＝1，5，9等等：
Rq(n/fs)＝A(n/fs)·cos(φ(n/fs)) (21)
它代表(18)式的正交分量Q(t)
如果n/4为3/4，7/4，11/4等等。即n＝3，7，11等等：
Rq(n/fs)＝-A(n/fs)·cos(φ(n/fs)) (22)反转符号后，它代表(18)式的正交分量Q(t)。
如果抽样速率fs相对于接收信号R(t)的带宽足够大；则可以假设
象图6所示根据抽样序号对数字数据排序。可以得到同相分量I和正交分量Q。
图7是在不同参考波情况下说明同相分量I和正交分量Q的抽样点的示意图。
该图揭示了即使抽样速率fs是常数，采用内插算法也能处理不同的参考波频率。
根据前述的超声波分析装置1，多信道的数字数据在延时后经过正交检波，并且能够实现多信道相位匹配的求和，而且不需要多相位的抽样时钟。
基于通过延时长度比内插运算的抽样时间间隔ΔT短，因而即使抽样时间间隔ΔT是常数，也能得到一延迟时间来消除不同信道间传播时间的差别。结果，不必采用多相位的抽样时钟，而且控制简化了，稳定性也提高了。
更进一步，在两个实际被抽样的数字数据之间如果需要一个数字数据进行数字正交检波，那么内插计算装置就计算那个数字数据；这样，即使抽样速率恒定也可以消除关于允许的参考波频率的限制，控制得到简化，稳定性也得到提高。
象在上述例子中那样，使用混合样条内插，使得只对内插点之前四个点或之后四个点的数据进行内插，这种方法也适用于实时系统。也可以用B一样条内插算法或模板样条内插算法代替上述的内插算法。
通过旋转内插计算系数，内插算法可能会用到全部的抽样数字数据。
根据本发明设计的多信道数字接收的方法和装置以及一种超声波分析装置，尽管数字信号的频率较高，是实现了数字延时和数字式正交检波，因而，不需要多相位的抽样时钟，控制得到简化，稳定性得到提高。
通过内插计算可以得到正交检波信号，因此，即使抽样速率恒定也可以消除关于允许的参考波频率的限制，控制得到简化，稳定性也得到提高。