用于借助电容检测来确定物体的相应 几何位置的方法和装置 本发明一般地涉及测定电路，它与周边电路相结合从而对位移、角度或位置进行电容检测，以便以非接触的方式确定可移动体的位置。
在大多数情况下，模拟分压电路被用于这种目的，根据已知的电位计原理，该电路被设计成位移编码器、可变电阻或电位计，或以电感器—例如差动线圈、差动变压器、带有管形的短路绕组的电感器—的形式而得到使用。
在模拟电阻电位计的情况下，借助喷涂或汽相淀积而加在基底上的淀积物被用作电阻路径，在其上一个滑臂以接触方式滑动，从而将其放置在一个位置上而采集按照其具体位置的电阻路径的不同直流电压电位，并经过一个与其相连的集电器滑臂而将这些电位传送到一个集电器通路，在那里检测到的电位被用于测定。这种电位计的某些实施例可被用于非常高精度的位移传感器，但由于恒定接触且这种接触在滑臂迅速运动的情况下会引起磨损，因而在某些条件下会出现问题，从而需要一种能够对相应的测量值进行非接触检测的系统。
如果已知的电容位置检测器或位移检测器—如从DE 28 26 398C2得知的检测器(它也以非接触方式工作)—被用来代替这种感应测量系统，在某些情况下会产生测量的不精确性和非线性，此时，由于寄生电容和漏电阻地影响，因而导出的测量值的会有显著失真，在大多数情况下这都是不能容忍的。
DE 28 26 398 C2中描述的电容位移检测器包括一对倾斜分开的、彼此绝缘的电容板，这些板与一个交流电源相连且它们之间设置有一个中间板，它被用作能够由所要检测的路径的长度进行调节的传感器。该中间板经过一个连接电缆而与测定电路的输入端相连，且传感器的运动造成了持续变化的力作用在连接电缆及其连接点上，这不仅使位移检测器的老化加快，而且还由于位置的改变和电缆的位移而造成了电容的变化以及寄生电容与泄漏电阻的变化，这些构成了无法被指明且无法得到补偿的干扰变量。
这种已知的位移检测器的测定电路包括一个运算放大器，后者的一个输入端经过连接电缆而与可移动中间板相连，而该可移动中间板被用作传感器，且反馈测量信号经过与地相连的一个电阻而被加在该运算放大器的另一个输入端上。该运算放大器的输出端经过一个整流器而与其他放大元件相连，而这些放大元件中的一个被配置成发射极跟随器。在这种测定电路中，在通常的频率，所产生的寄生电容在测量电容的量级，且放大器的输入电阻处于检测器的阻抗范围内，因而无法获得精确和严格线性的输出电压。
在其他电容位移检测器—其中测定电路完全没有被描述或只是简单的下游放大器(DE 34 41 217)—的情况下，在一个基底表面上支撑有一个紧密封装的电阻路径，它呈现出弯曲的形状或之字形构造，并设置有一个可位移的传感器元件—它被设置在距电阻路径一定距离处并被设计成一个平面环，以使相应的电位脱离电容耦合并将该电位经过连接线路传送到由电压计组成的测量电路。然而，由于传导路径与直流电源电压相连，电容检测只能在位移期间在相应的高速度上进行，因而不能检测传感器的静止位置，因为测量值丢失了。另外，也遇到了类似的干扰变量，因为寄生电容和漏电阻不能得到消除。
最后，关于电流计，已知的是将电流计的指针—它是一个可移动元件—连接到一个交流电压连接部，且该指针在电阻元件上方一定距离的一个平面中移动，从而在该电阻元件中通过电容耦合而产生一个电压降，该电压降能够得到测定以导出指针的位置(US-PS 3636 449)。
本发明的一个目的，是提供一种电容性的无接触位置传感器，并以这样的方式设计其测定电路，即实现对干扰非常低的敏感度和高的测量精度。
本发明实现了上述目的，并提供了这样的优点，即在可以采用不苛刻和低成本的元件的条件下，能够完全消除寄生电容和漏电阻的影响或将这些影响保持在不影响用电容耦合实现的位移的非接触测量所希望的测量精度的水平。
本发明不需要为此目的进行高成本的屏蔽，因为它借助对分压电路(它最好是用在电位计式位移传感器中的通常的电阻路径)的电源和/或总体增益的自动控制，成功地补偿了接地的寄生电容和电路的输入电阻的影响。这种自动控制是测定电路的不同点进行的转换操作实现并与这些操作相谐调的接合。
因此，本发明的第一最佳实施例是基于这样一种设置，它借助提供电阻路径的信号源与电阻路径之间的连接线的同步中断，来区分两个阶段—即其中出现在电阻路径的整个长度上的全电压被探头拾取并与一个基准电压相比较(不论扫描其电压分布的电容电位探头的位置如何)的第一阶段I和其中获得的测量值能够得到测定的第二测量阶段。在阶段I中，测量值(由电位探头通过电容而拾取)的放大增益得到相应的平衡且/或以可控的幅度供给电阻路径的信号源以这样的方式受到影响，即当电阻路径的一端再次被提供有控制电压时在测量阶段II中出现的任何变化仅有由于电位探头根据其位移的相应位置引起的，而由于寄生电容或漏电阻的任何其他的影响都得到了消除—因为它们在此之前已经借助增益在阶段I(即与基准电压相比较的阶段)中的改变而得到了补偿。当然这种系统的一个前提条件是所涉及的电路元件具有线性特性，而在目前的情况下这一条件得到了满足。
当电阻路径与地相连的一端在测量阶段中被加有相位与另一端相反的电压时，也可以借助对总体增益的自动控制而对由于寄生电容和漏电阻引起的干扰电压降进行补偿，因而在此情况下，跨越分压器路径也产生了电压降。
根据本发明的另一实施例，还能够以这样的方式向分压器提供交流电压，即一端与交流电压相连，而另一端与地相连。这样做的效果，是出现在输出端的电压代表了分压器的比值或其与一之差。当增益随后得到控制而使这些值的和等于基准电压时，则获得了两个方向相反的输出电压，即所希望的测量值和基准电压，且这些电压代表了分压比。
下面结合附图来描述本发明的一些实施例。在附图中：
图1示意显示了作为本发明的一个实施例的、带有测量和耦合电容器结构的最佳电容位移传感器的机械/结构设计；
图2显示设计作为受到电位测量探头的扫描的电阻路径的电压分布元件上的电位分布；
图3显示了电位测量探头与电阻路径之间的电容关系；
图4以框图的形式显示了本发明的一个实施例，其中借助对电阻路径的适当的电压控制而将整个的工作循环分为比较和平衡阶段I和测量阶段II；
图5显示了本发明的另一实施例的框图，其中借助按照预定时序编码而得到启动的开关，使电阻路径的两端与相同的电压相连，或者只使一端与该电压相连；
图6显示了本发明的另一实施例的框图，其中电阻路径与一个移相电源电压相连；
图7显示了与图6的电路有关的电压/时间图；
图8显示了本发明的一个实施例的框图，其中电阻路径被提供有方向相反的交流电压；
图9显示了两个特性曲线和它们的累积曲线；
图10和11显示了用于对某些具体电路元件的可能的屏蔽和电绝缘的两种不同的方法。
本发明的基本想法，是提供一种基于电容的位置传感器的测定电路，它能够对发生在电容区中和导体路径上的漏电流和故障电流进行可靠的补偿，并能够以这种方式给这位置检测器前所未有的精度，从而结合在电容的基础上运行的检测器的已知优点而实现在技术上非常重要的新颖概念，即无接触操作、抗老化等等。补偿是通过对分压元件上的交流电源电压进行切换而实现的，而该分压元件受到电位测量探头的扫描并通常由电阻路径组成，从而除了测量阶段以外，还获得了比较阶段和平衡阶段—这些阶段对电阻元件的交流电压源或测定区域中的放大器具有反馈作用，从而消除元件干扰变量的影响。
在此方面，可以有大量的实施例(这些实施例将在下面描述)虽然电容位置检测器的机械/电结构最好以将在下面结合图1开始描述的方式构成。该描述的目的还在于改善对本发明的理解，如图1中所示意显示的一种结构，对于使检测器进一步避免干扰变量的影响是非常有利的，从而使相应的测定电路特别有效。
如图1所示的基于电容的位置检测器10，包括电位测量区11和电位耦合区12；在此实施例中，该电位测量区包括一个实际分压元件13，它具有平滑的电压特性，例如且最好是通常用在电位计式传感器(在该情况下它们被提供有直流电)或转动电位计中的电阻路径。
在此情况下，该分压器的电阻路径的两个连接部13a、13b，经过将在下面结合本发明的其他实施例详细描述的电源和测定电路14，被提供有恒定且也可以是具有可控幅度的交流电压；且在所示实施例的情况下，连接部中的一个—例如连接部13b—与地相连，从而能够清楚地看到，跨越分压器的电阻路径从连接点13a至连接点13b获得了幅度逐渐下降的交流电压分布。
分压器13的电阻路径是非接触式的，这意味着电位测量探头15以预定的间隔被设置在其上，从而以电容的方式与电阻路径相互作用，从而能够在该电阻路径上提取交流电压电位，该交流电压电位随着距离s(沿着测量方向)而变化；在此情况下被设计成矩形板的电位测量探头15，具有积分或平均的作用，并从电位测量探头的位置随时提取作为平均值得到的交流电压幅度。
电位测量区11和电位耦合区12以适当的方式彼此电绝缘；电位耦合区12还包括可移动的探头部分，即电位耦合探头17，且电位耦合探头17与电位测量探头同步地，跨越电位耦合区12的完全导电电极表面16上以非接触的方式移动预定的距离。电位测量探头和电位耦合探头的在此情况下为矩形的相应表面，至少在电气上彼此相连，最好还通过它们的机械结构彼此相连，从而形成一个公共部件，例如一个双铜板结构，以一个适当的支撑(未显示)，沿着测量方向，跨越电阻路径的相关表面或耦合电极表面一起位移。
电位测量探头15和电位耦合探头17各自的表面，分别与电阻路径和电极16各自的相对表面一起，形成了电容，这些电容在随后的测定电路中分别被表示为测量电容CM和/或耦合电容CK且它们的电容在位移路径上保持几乎不变，从而使测量值不受电容变化的影响。
因此，电位耦合探头17，将在电位测量探头15处以电容的方式且正确地提取的交流电压幅度测量信号输送到电位耦合区12的电极表面16；只有一个额外的位置不改变的连接部16a，且在该连接部16a上电压幅度信号到达供电/测定电路14的输入端18。
该理论/物理机制是这样的，即当加上交流电时，在根据图2表示的“电位计”电阻路径上获得的电位分布，可以用以下公式表示：或者用电场分布的形式表示其中ρ1＞ρ2＞ρ3＞ρ4＞……
如图2所示。 该电压是交流电压，电位可以表示如下：ρ＝ρo·sign(sin(ω·t))其中ρo＝电位幅度ω＝角频率2πνν＝频率t＝时间
整个系统可以被看作是由若干个小电容器组成的电容，如图3所更详细地显示的。
电容的公式如下：C＝εr·εo·A/α其中C：电容εr：相对介电常数A：电容器的表面积d：(板的)距离电容被定义如下：C=Σi=1nCi=ϵo·ϵr·Σi=1n·Aidi]]>至于电容，适用以下关系：
！ΔC1＝ΔCn
！ΔC2＝ΔCn－1
！ΔC3＝ΔCn－2 . . . . . . . .
所提取的电位与位置x线性相关。即ρ＝ρ(x)。由于元件电容≡Ci，位移电流I1按照以下公式流入探头：Ii′=Ci·di(x)dt]]>此时总位移电流I等于：这意味着单独的电压幅度被加起来而成为总位移电流I。
因此，即使电势测量探头的最小的位移，也被积分到提取的交流电压幅度中，因为当发生了位移δs时分电压的比值自然会发生改变。测量信号的拾取是以非接触方式实现的，至静止电极表面16的传送也一样，因而这种位置检测器不会受到任何机械磨损，且干扰变量，例如可变寄生电容(它可以由小到连接线的弯曲引起)或滑动触头的接触阻力，在此都得到了排除。
图4显示了一个测定电路的第一实施例。电阻路径20与交流电压源21相连，而交流电压源21的一端在22与地相连。该电位探头，与电阻路径20的相应有关部分一起，构成了与耦合电容CK相串联的第一测量电容CM。图4的电路图还显示了寄生电容CS和在可控增益放大器23的输入端处的输入电阻RE和输入电容CE；寄生电容CS分别与地和电阻路径或其他电源线相连；且所有这些元件都同样被感知为干扰变量。
放大器的输出端，经过被设置成推挽方式的开关S1、S2(它们当然也可以是电子开关形式的)，与一个第一整流器24并联，而该第一整流器24的输出端与一个控制器25(例如一个运算放大器)相连，其另一输入端上被提供有基准电压Uref。另外，在控制器25的输入端设置有存储电容26，以对整流器的输出信号进行中间存储。
控制器的输出端与可控增益放大器23相连，并且还可以可选地作用(单独地或与对放大器23的某些作用相结合地)在交流电压源21上，从而使交流电压源21构成具有可控幅度的信号源。
一个平行输出支路还包括一个整流器27，而如果需要的话，整流器27与一个低通滤波器28相串联，且该低通滤波器28的输出端上加有测量信号UA；开关S1、S2以这样的方式与一个开关S3相连(开关S3与至电阻路径20的供电线相连)，即使得图4所示的开关状态交替出现，这意味着开关S3每当开关S1闭合时被断开，且反之亦然；开关S2使测量值处理元件与放大器23的输出端相连，并当交流电源电压也被提供给电阻路径20时被闭合，而开关S3处于闭合状态且开关S1处于断开状态，从而在此时刻或者在该工作阶段中不发生供电电压的幅度的变化或放大率的变化。
这种能够以多种方式变化的电路配置的基本功能如下：在第一阶段，当开关S3被断开，则开关S2也被断开，而开关S2被闭合时，相应的启动由逻辑和控制电路29控制，分压器由交流电压源21以这样的方式进行供电，即两端都呈现出相同的电位，因为当开关S3处于其断开状态时，不论电位测量探头此时所处的位置如何，在电阻路径上都没有电压降。因此，电位测量探头在各个位置都检测到相同的电位，而该电压在得到放大器23的放大和在控制器25(控制器25最好是一个I控制器)的输入端处的整流之后，被与基准电压相比较。I控制器25随后重新调节放大器23的增益(或影响交流电压源21的幅度，它在本例是可控的)，以保证在整流器24的输出端或者在I控制器25(它最终与放大器23相连)的输入端出现与基准电压Uref对应的输出电压，这当然是在比较阶段期间—其中测量探头的输出电压与该探头的位置无关。同对，被在比较阶段由电位测量探头检测到的该信号，提供了对从电阻路径20至该测量探头的量度，且一般地为该测定电路实现的传送比提供了量度。然而，由于该系统的操作是线性的，该传送比也适用于分电压，即当电阻路径20作为分压器而有效地运行时。
这是在测量阶段II中，当开关S3闭合且电位测量探头相应地检测到与其具体位置相对应的交流电压幅度信号时的情况，因而所述的切换作用，以及对放大器的特性和/或电源的幅度的作用，能够消除干扰变量的所有影响。
在测量阶段，开关S2闭合，导出的信号受到整流器27的整流，并经过低通滤波器28而被传送到测量输出端，此时由于增益已调节为使得在全电压的条件下会出现与基准电压Uref对应的信号，因而出现的信号将与分压比成比例，即将代表测量探头的位置。
结合图4所解释的原理，即将测量过程分成比较和/或平衡阶段和测量阶段，能够在多种不同的实施例中实施。在图5所示的实施例的情况下，经过开关30、30’电阻路径的两个连接端都分别被提供有交流电压Uv1和Uv2；开关30’由开关次序控制器31以这样的方式进行控制，即使得电阻路径20’的两个终端都被加有相同的电压，这意味着Uv1＝Uv2，因而没有电压降出现；而在随后的阶段该电压只被加到电阻路径20’的一个端上，而另一端通过开关控制器而与地相连，因而跨越分压器路径出现了电压降，或者一实际上是同样地，一个电压被加在另一端且其相位与加在上述一端的电压的相位相反，因而在此情况下跨越分压器路径也出现了电压降。
在第一比较阶段I，当没有出现电压降时，探头32所检测的探头电压Us，在被(可控)放大器32放大并被同步整流器34整流之后，得到传送，并达到相加点36而成为直流电压Ugv，在该点导出与所提供的基准电压Uref的差。该差分直流电压随后被传送到后面的控制器37，该控制器37的输出被加到放大器33的输入端(如前所述)以调节其增益，或者被用于调节交流电压发生器38所提供的电压Uv1和Uv2的幅度。
这里，代表探头的具体位置的测量输出电压UA，经过同步整流器35，而在测量阶段中被传送到测量输出端。如果电位计路径的增益和/或供电电压在比较阶段中得到适当的调节从而在全电压状态下出现与基准电压相对应的信号，则输出电压UA将与分压比和基准电压成比例。
根据图6所示的电路配置，还可以将移相电源电压用于电阻路径20’，在此情况下在电路的不同点获得的电位梯度将由图7表示。在图6和随后的图中，相同的标号表示与图5中出现的电路部件相同的部件，而对于其功能略微有所不同的部件，在标号上加上了一撇。
由于交流电压发生器38所产生的两个供电电压Uv1’和Uv2’的相移，电阻路径20’被交替地提供有带有相同或相反相位的电压，电压Uv2’落后电压Uv1’四分之一个周期。因此，在V表示的时间段里，两个供电电压具有相同(正或负)的方向，而在M所表示的时间段里，它们的相位相反。因此，在“等相位”时间段V中在分压器上没有出现电压降，且电子开关和整流器34在这段时间里产生与这段时间中的电位探头电压Us对应的基准电压Ugv。在时间段M中，相位相反的电源电压在电阻路径20’上产生一个电压降，该电压降被用来确定“分压比”，即电位探头的位置(测量阶段II)。测量电压Ugm是借助电子控制电路和整流器35而以类似的方式产生的，两个电压Ugv和Ugm被存储在相应的电路中—这些电路以电容器26、26’的形式实现。图7的图反映了三个不同电位探头位置的电位曲线，即供电电压Uv1连接端附近的一个，大体上在电阻路径的中点处的一个，以及在Uv2的电压供应点的端部附近的一个。
不用说，当在分压器或具有类似效果的分压元件的两端加上方波信号时，获得了类似的关系，在此情况下，一端可以被加有例如具有给定频率的方波电压，而另一端被提供有两倍于该频率的方波电压。在此情况下，也将有等相位和相位相反时间段，这些时间段可以被分别用作测量阶段和基准阶段。
实施该系统的另一种方式，是由图4表示的，其中分压元件的电阻路径20’被提供有相位相反的交流电源电压，换言之，这意味着通过改变电位计路径的极性而产生了上升和下降特性，如图9所示。在此情况下(见图8)，交流电压源38’提供幅度相等的交流供电电压Uv1和Uv2。这些电压经过第一电子开关45和48而被交替提供到电阻路径20’的端部，同时电阻路径20’的相应的另一端经过其他的电子开关46和47而与地相连。结果，开关45和47与可控放大电路35相结合地受到启动，而在下一个相位中，开关46和48与可控整流器34相结合地受到启动，虽然在本发明的该实施例的情况下不存在单独的比较和测量阶段。
两个整流器34和35的输出信号与开关45至48相同步地受到控制，并被中间存储在电容器26和26’中，并随后经过求和元件36’而被传送到控制电路37’，且控制电路37’具有I控制器的结构，该结构适合于控制至电阻电位计路径的供电电压Uv1、Uv2的输入幅度，从而使所确定的两个输出电压之和保持为恒定，即根据图9该电压和通过与一个恒定值进行比较而被调节到例如一个更高的值，因为两个特性曲线1和2的和在路径的每一个位置都必须具有恒定的值。在图8所示实施例的情况下，这也能够通过与提供到求和元件36’的基准电压Uref进行比较而实现。通过调节放大器33的增益或通过相应地再调节电位的供电电压的幅度，该控制器此时保证了两个输出信号之和等于基准电压Uref，如I控制器37’的输出端与交流电流发生器38’的输入端之间的虚连接线所示。
这种控制还可以消除由于耦合电容器的性质而引起的任何干扰变量的影响，在此情况下还可以采用具有一个或另一个特性的信号，即Uan或Uap来作为输出电压。
已经发现，在这种电容位移检测器、角度或位置传感器的情况下，所希望的是为该分压器供电的电压源和用于该输出电压的放大器输入端具有确定的电位基准点，因为否则测量将依赖于供电电压和检测器外壳的电位比。因此，所希望的是电源电压的地电位与检测器外壳相连，至少对所用的频率范围是如此，因为否则将会出现不确定的情况—在那种情况下将无法排除测量误差。
另一方面，由于在电气系统中并不总是能够将外壳与电源电压的地电位相连，本发明的某些发展提出了消除可能由电位比的不完善分离而引起的干扰的一些方便的方法。
根据图10，第一种变形包括一个绝缘屏蔽外壳，且分压元件、测量探头和反馈电极或耦合电极被用作地电位的屏蔽所包围。
图10显示了作为电位计电阻路径的分压元件13、带有由电位耦合探头15和电位测量探头17组成的公共电极的耦合电极16、放大器33’、以及一个部件41—它包括图8中的点划线所示的部件、和一个部件42—它包括由图8的虚线所包围的部件。
在这种带有绝缘屏蔽外壳的检测器的情况下，十分重要的是在检测器的外壳40与电位测量/耦合探头17、15和放大器33’的连接部之间没有耦合发生。另外，还必须防止从交流电压源42加到电阻路径13和供电线路的交流电压被耦合到外壳中。为此，在外壳40的绝缘装置中设置了屏网43且该屏网43与基准电位相连，例如与负电源电压连接部相连。整个电子系统，至少其中有交流电压的那部分，应该被设置在该屏网43中。
这种解决方案在电气方面能够比较容易地实现，但会由于空间的要求而导致附加的成本且制作上的困难，特别是在可用的空间较小的情况下。
另一种方法如图11所示—其中与图10中的部件相同的部件被用相同的标号表示，因而在于，例如通过设置隔离变压器44、44’—它使分压元件和放大器以及探头信号在电流上隔离—而电隔离分压器、前置放大器和供电电压。在此情况下，如果借助一或多个变压器来向分压器供电从而使用于探头信号的放大器33’的电源电压也能够经过附加的块49而产生，则将是更有利的。
在这种解决方案的情况下，该检测器外壳可以被用作地电位和屏蔽，且这种结构在电磁相容性方面也是有利的，并同时提供了更为简单的结构。
以上结合框图描述了本发明的不同方面，但重要的是应该注意，某些部分甚至更大的电路单元都可以由目前经常使用的部件实施，特别是微处理器等等。因此，本发明不仅限于所示的具体电路步骤和/或电路块；相反地，这些电路步骤和/或电路块是为了说明本发明的基本功能和效果以及某些特定的功能顺序而特别描述的。不用说，这些不同的部件可以是模拟、数字或混合式的，或者可以以完全或部分集成的单元的方式实施—这些单元包括程控数字系统(诸如微处理器、小型计算机、数字或模拟逻辑电路等等)的相应部分。因而，对本发明的上述描述，应该被理解为对最佳实施例的描述，其目的是解释所述的各个块的功能和时序顺序和操作，还应该理解的是，所述的不同部件可以由具有相同效果的其他部件所代替。
本发明的另一个方面，是需要对电路的某些部分或总体功能进行监测，以避免检测器的故障—它可能是仍然没有被注意到的—造成更大的损失。因而，可以提供更高水平的电路，最好是被设计成具有多个输入端的微处理器的形式的电路，这种电路可以与以上结合附图描述的各个实施例中的不同电路点相连，且当高于或低于某些预定阈值时这种电路能够发出警报或采取某些其他形式的措施。
除了电子系统的故障之外，至检测器的供电线路的断开、检测器连接部的短路、测量电极以及输出电压的短路，也应该被考虑为可能的故障状态。
除了监测输出电压以保证其保持在合理的限度之内，还可以用其他的电路细节来主动地检验系统的适当功能，即：
-监测运行增益以重新调节基准电压；
-另外，为了保证检测器的适当功能，必须出现测量探头的最小和最大输出信号，以监测分压器的控制电压(如果设置了可控放大器)或电源电压；
-监测基准比较，例如通过借助控制输入而以这样的方式改变整流—即只要系统的功能正常则在输出端就出现基准电压；
-监测基准电位，例如通过以这样的方式控制整流—即使得在输出端出现接近基准电位的电位；
-监测相位相反的输出电压；这里，整流同样可以以这样的方式得到控制，即使得输出电压的取值与当分压器的两个连接部被交换时的值相同。
如上所述，借助相应的编程微处理器或小型计算机，能够以小的成本实现所有这些特征。
最后，应该注意的是权利要求书，特别是主权利要求，试图在不利用深奥的现有技术的知识的情况下构成本发明，因而，不应该将它们解释为具有歧视性后果的。因此，应该理解的是，在说明书、权利要求书和附图中所描述和显示的所有特征，对于本发明来说都是基本的，且这些特征可以被单独或以任何组合的方式包含在权利要求书中。