跟踪系统的改进 【技术领域】
本发明通常涉及通信系统的改进，并且在一优选实施例中，本发明应用于使用直接序列扩频(DSSS)传输技术的车辆定位和跟踪系统。
在此说明书中，词语“包括(comprise)”或者诸如“包括(comprises)”或“包括(comprising)”的变形应理解为表示包括规定的元素、整数或者步骤，或者元素组，整数组或者步骤组，但并不排除任何其他的元素、整数或者步骤，或者元素组、整数组或者步骤组。
任何对本说明书中所包括的文件、效果、材料、装置、物体等的讨论仅是为了提供本发明的应用环境。而不应将此认为是对以下推论地承认：即，由于任何或者所有上述内容在本申请的每个权利要求的优先权日之前已在澳大利亚出现，因此这些内容构成了现有技术基础的部分，或者成为了本发明相关领域的公知常识。
【发明内容】
根据第一方面，本发明包括一种确定一移动发射机运动的速度和方向的方法，该方法包括：
从移动发射机发送信号；
在间隔设置在一个平面上的具有已知的彼此相对位置的三个或者更多的接收机上接收所发送的信号；
测量在每个接收机上所接收信号的到达时间信息；
从到达时间的测量结果计算自发射机到每个接收机的传输路径长度差，并且利用路径长度差并利用多边形法(multi-lateration)来计算发射机相对于所述多个接收机的位置；
对每个接收机所接收的信号，确定与发射机的标称传输频率的频率偏移；
利用在接收机测得的频率偏移和发射机相对于所述多个接收机的位置，计算发射机相对于所述多个接收机在接收机平面中的瞬时运动速度和方向。
优选地，所述多个接收机位于已知的相对于地球表面的多个固定位置，并且被间隔开设置，使由接收机所限定的平面近似于地球表面，从而相对于地球表面来计算发射机行进的速度和方向。
优选地，在利用3个接收机的二维情况中，为确定发射机行进的速度和方向进行以下计算：
其中：
i)三个接收机位于基站B1、B2、B3；
ii)发射机T的位置使得第一基站B1到发射机T的连线与第二基站B2到发射机T的连线之间的夹角为θ，而第一基站B1到发射机T的连线与第三基站B3到发射机T的连线之间的夹角为δ；
iii)所发送信号的载波频率为fc；
iv)由于发射机的运动而产生的最大多普勒频移为；
fd＝fc·v/c (1)
其中v是发射机在基站平面中的速度，而c是无线电信号的传播速度；
v)在基站B1、B2、B3接收的信号的测定载波频率f1、f2、f3与最大多普勒频移的关系分别为：
f1＝fc+fd cos(α) (2)
f2＝fc+fd cos(θ-α) (3)
f3＝fc+fd cos(α+δ) (4)
其中α是发射机T的行进方向与第一基站B1和发射机T的连线之间的夹角，这样α和fd可以通过对以下方程求解而确定：
f1-f1＝fd(cosα-cos(α-θ)) (5)
和 f1-f3＝fd(cosα-cos(α+δ)) (6)
其中f1、f2、f3、θ和δ是已知的。
则通过将fd代入方程(1)中可确定发射机T的速度，而α给出发射机T相对于线B1-T行进的方向。
可以利用多于三个接收机的测量结果以提供一个超定的(over-determined)解以减少或者消除歧义性和/或随机测量误差的影响。
可将这种速度确定技术应用于任何其中可以明确确定位置的多重接收机通信系统中。然而，在本优选实施例中，所使用的传输系统是直接序列扩频系统，其中调制信号是滤波(限带)最大长度伪随机二进制序列(PRBS)。序列长度N(位)和码片率(chip rate)fn(码时钟频率)的选择使得N/fn大于从发射机到接收机的信号传播延迟。
根据第二方面，本发明包括一种确定移动发射机的运动速度和方向的方法，该方法包括：
从移动发射机发送信号；
在空间中间隔设置的具有已知的彼此相对位置的四个或者更多的接收机上接收所发送的信号，这些接收机不包含在单一平面内；
测量在每个接收机上所接收信号的到达时间信息；
从到达时间的测量结果计算自发射机到每个接收机的相对传输路径长度差，并且利用多边形法并利用路径长度差来计算发射机相对于所述多个接收机的位置；
对每个接收机所接收的信号，确定与所发送信号的标称传输载波频率的频率偏移；
利用在接收机的频率偏移和发射机相对于所述多个接收机的位置，计算发射机相对于所述多个接收机运动的瞬时速度和方向。
优选地，在利用4个接收机的三维情况中，为确定发射机行进的速度和方向进行以下计算：
其中：
i)四个接收机位于基站B1、B2、B3、B4；
ii)发射机T的位置使得第一基站B1到发射机T的连线与第二基站B2到发射机T的连线之间的夹角为θ，而第一基站B1到发射机T的连线与第三基站B3到发射机T的连线之间的夹角为δ，第一基站B1到发射机T的连线与第四基站B4到发射机T的连线之间的夹角为φ；
iii)所发送信号的载波频率为fc；
iv)由于发射机的运动而产生的最大多普勒频移为；
fd＝fc·v/c (1)
其中v是发射机运动的速度，而c是无线电信号的传播速度；
v)在基站B1、B2、B3、B4接收的信号的测定载波频率f1、f2、f3、f4与最大多普勒频移的关系分别为：
f1＝fc+fdF1(α，β，θ，δ，φ) (7)
f2＝fc+fdF2(α，β，θ，δ，φ) (8)
f3＝fc+fdF3(α，β，θ，δ，φ) (9)
f4＝fc+fdF4(α，β，θ，δ，φ) (10)
其中α是发射机T的行进方向与第一基站B1和发射机T的连线之间的夹角，而β是发射机T的行进方向与第二基站B2和发射机T的连线之间的夹角；
vi)通过求解方程7、8、9和10可以确定α，β和fd，其中f1、f2、f3、f4、θ、δ和φ是已知的；以及
vii)通过将fd代入方程(1)确定发射机T的速度，而α和β给出发射机T相对于线B1-T和B2-T的行进方向。
在三维情况中，可以利用多于四个接收机的测量结果以提供一个超定的解以减少或者消除歧义性和/或随机测量误差的影响。
根据第三方面，本发明包括一种确定由直接序列扩频通信接收机所接收的信号中的频率误差的方法，该方法包括：
将接收的信号混频为中频信号；
在预定的多个测量时间周期中连续抽取多个中频信号抽样，以对每个测量周期产生多个抽样点；
处理来自每个测量周期的抽样点，以产生一连续组的复数相关图。
从该组复数相关图，在相关图中的复数点中确定一组最佳地表示所接收信号的目标点(通常为复数相关图中峰值的位置或者那些峰值(目标点)的前沿)；
监视连续复数相关图中的对应目标点的相位角，以确定所接收信号中的相位变化(旋转)序列；
确定目标点的平均相位变化速率，并(直接地)将平均相位变化速率转化成频率，该频率表示所接收信号相对于所接收信号的标称频率或期望频率的频率误差。
该频率误差优选地用于对混频进行补偿以匹配所接收的频率，并从而实现与接收机的预期中频非常相符的中频信号。
一般来说，对于典型的实施例，该中频信号是以频率fs抽样的，该频率fs等于码片率fc乘以每预定测量周期ts的抽样数ns并除以扩展码长度Nc和每预定测量周期ts的扩展码循环数量Cs的乘积：
fs＝fc·ns/(NC·Cs)
这使得每预定测量周期ts的抽样数ns是2的幂数，其被选择以得到大于或者等于尼奎斯特速率的抽样频率，并且其中预定测量周期的周期长度为ts，在该周期长度内通常可以确保相干性，并且ts是整数个扩展码循环周期。
在一优选实施例中，在连续的多个近似4毫秒周期内以近似4MHz频率对中频信号抽样，以产生多个16384个复数抽样的组。这些抽样组被处理以产生每个相应周期的相关图。所产生的相关图是复数，但通常只考虑幅值来确定那组最佳地表示所接收信号的点的指数(时间偏移)(通常是相关图中的峰值)。该时间偏移(被确定为对整个抽样相关图组的平均或者其他合适的函数)被用作该信号的到达时间的量度以用于位置确定。
然而，所接收信号中的任何频率误差的影响是，引起相关图的峰值的相位中的旋转。通过监视在连续相关图中的峰值的相位之差，可以估算旋转速率并因此估算原始信号中的频率误差。
根据第四方面，本发明包括一种通过减少由于多径接收而产生的噪声和随机噪声的影响来改善扩频接收机的信号噪声比的方法，该方法包括：
将所接收的信号混频为中频信号；
在预定的多个时间周期中连续抽取多个中频信号抽样，以对每个周期产生多个抽样点；
处理来自每个周期的抽样点，以产生连续的多个复数相关图；
监视连续相关图中的峰值的相位，以确定所接收信号的相位旋转速率；
从所接收信号的旋转速率，确定所接收信号相对于该信号的标称频率或者期望频率的频率误差；
利用对所确定频率误差的补偿来对信号进行再处理，以修改相关图，使得连续相关图中的信号峰值的相位得到校准；并且
对相关图进行复数累加，以便由于其随机分布的相位而对噪声提供一些抵消。
同样，一般来说，对于典型的实施例，中频信号是以频率fs抽样的，该频率fs等于码片率fc乘以每预定测量周期ts的抽样数ns并除以扩展码长度Nc和每预定测量周期ts的扩展码循环数量Cs的乘积：
fs＝fc·ns/(NC·Cs)
这样使得每预定测量周期ts的抽样数ns是2的幂数，其被选择以得到大于或者等于尼奎斯特速率的抽样频率，并且其中预定测量周期的周期长度为ts，在该周期长度内通常可以确保相干性，并且ts是整数个扩展码循环周期。
在一优选实施例中，在连续的多个近似4毫秒周期内以近似4MHz对中频信号抽样，以产生多个16384个抽样点的组。这些抽样组被处理以产生每个相应周期的复数相关图。在所接收信号中的任何频率误差的影响是，引起相关图的峰值相位的旋转。通过监视连续相关图峰值的相位之差，可以估算旋转速率并因此估算原始信号中的频率误差。
通常的信号处理利用连续相关图的累加(或者平均)，以改善信号噪声比。由于相关图数据的固有相位旋转，这种处理只利用幅值信息(非相干累加)而完成。
取相关图幅值的效果是将所有的数据(噪声加信号)旋转到一个公共平面中并因此使噪声和信号的幅值在累加过程中成为线性相加的。由于在相关图中的任意点的噪声幅值在振幅上随连续相关图而随机变化，而信号振幅通常较大并且是恒定的，因此可以实现净SNR的改善。
然而，如果通过调节连续相关图的相位来去除连续相关图中的旋转，使得信号峰值被进行相位校准，则可以进行复数累加，在这种情况下随机分布的噪声相位将产生一些抵消。实际上，噪声在每次累积时呈均方根增加，而信号在每次累加时呈线性增加。
去旋转(de-rotation)技术的一个潜在优势体现在多径效应的减少。在接收位置处理的正常信号包括直接路径信号加上多个反射信号。由于根据其定义，反射信号必须采取不同路径，因此如果发射机和/或反射体在运动中，则反射信号会表现出不同的多普勒频移。当所接收的相关图被去旋转以校准主(直接路径)信号的相位时，多径信号可能旋转出主信号平面之外，因此导致当相关图被累加时在所观察到的多径振幅中的减少。
根据第五方面，本发明包括一种确定信号的到达角的方法，该方法包括：
在一个单独的接收机站点将来自两个间隔开的天线的接收信号混频为中频信号；
在预定的多个时间周期中连续抽取中频信号的多个抽样，以对每个信号的每个周期产生多个复数抽样点；
处理来自每个周期的复数抽样点，以对这两个信号中的每个信号产生连续的多个相关图；
比较这两个信号的相关图的峰值的相位；
从这两个信号之间的相位差确定这两个信号的到达时间的差，并因此从这两个天线的位置的几何关系确定来自发射机的信号的到达角。
在在先申请中，为估算发送频率误差，确定了连续相关图测量结果之间的相位旋转速率。对在空间分立的天线处接收的同时信号进行测量的情况中，对于每个测量结果所计算的相关图之间的相位差表示从发射机发送到天线的信号的路径长度之差。不同的路径长度的测量结果允许计算相对于天线基线的传输到达角。
在第六方面，本发明提供一种确定扩频通信接收机从在距离上彼此分立设置的两个发射机所接收的两个信号之间的频率误差的方法，该方法包括：
将每个所接收信号混频为中频信号；
在预定的多个测量时间周期中连续抽取中频信号的多个抽样，以对每个测量周期产生多个抽样点；
处理来自每个测量周期的抽样点，以产生一连续组的复数相关图；
从该组复数相关图，在每个相关图中的复数点中确定一组最佳地表示所接收信号的目标点；
监视每个所接收信号的连续复数相关图中的对应目标点的相位角，以确定所接收信号的相对于彼此的相位变化序列；
确定目标点的相位的平均变化速率，并将相位的平均变化速率转化为表示所接收信号中的一个信号相对于其他所接收信号的频率误差的频率；并且
利用频率误差信息来同步所接收信号。
【附图说明】
现在结合附图利用示例描述本发明的实施例，其中：
图1一般性地示出车辆跟踪系统，其中可以采用根据本发明的对通信系统的改进；并且
图2是显示用于从所接收信号的频移计算一个移动发射机的速度和方向的三角法的图。
图3是显示在优选实施例中所使用的接收机的处理的框图。
【具体实施方式】
将结合实例并参考图1中一般性示出的多车辆定位和跟踪系统描述本发明，该系统采用了一个直接序列扩频通信系统作为确定车辆位置的手段。
在直接序列扩频传输系统中，接收机通过对输入复合流和与传输相关联的扩展码进行互相关来提取所发送的信息。当时钟频率与该输入以及本地产生的扩展码的出现时间(spochs)匹配时，扩频信号被折叠(压缩)成相关图中的少量相邻点，而所有其他非匹配信号(通常为噪声)仍遍布整个相关图。输入信号和无噪声形式的扩展码之间的互相关值作为在扩展码的一个完整循环中的相对时间延迟(出现时间)的函数被称为相关图。
参考图1，可以发现在一个扩频定位和跟踪系统中，在车辆10或者待定位物体上的发射机发射一个连续的直接序列扩频无线电信号11。此发射在覆盖区域中的多个适当间隔开的接收站12处被接收，并且通过确定对应于相关图峰值的出现时间来测量在这些接收机上的信号到达时间之差。然后可以在中心计算机13中运用反双曲导航技术来计算发射机的位置，然后中心计算机13将此信息发送到操作者终端。在优选实施例中，扩展码是511位的最大长度伪随机二进制序列(PRBS)并且其时钟频率为每秒1Mbit。在这种情况中，每511微秒有一个完整的扩展码循环。
本发明的实施例采用一种新技术来估算在接收机站点12所接收的发射机传输信号的载波频率f1，f2，f3。通常此频率与其标称值相比是有误差的，原因如下：
·由于载波频率合成控制回路中的测量和量化误差而引起的发射机中的频率偏移；
·由于发射机上的频率基准振荡器中的误差而引起的发射机中的频率偏移；
·由于发射机和接收站点之间的相对运动而引起的多普勒改变而导致的在接收站点处的接收信号中的频率偏移。
除由于发射机和一个特定接收站点之间的相对运动而引起的频率误差外，所有的频率误差都将被所有的接收站点视为一个公共偏移，因此可以通过合适的处理将其消除，可以从在3个或者更多个远程站点的单组测量结果估算出一个移动发射机的速度矢量。
用于估算频率误差的技术涉及估算用于产生站点到达时间数据的连续复数相关图的峰值中的相位角旋转。作为附带的益处，一旦此相位旋转是已知的，则可以从原始数据中去除旋转，从而导致改善了相关图中的信号噪声比，并因此提高跟踪精度。
可以采用相同的技术来测量在不同的接收天线处所接收的信号之间的载波相位差，从而可以计算直接路径信号的到达角，并因此计算出发射机相对于天线基线的方向矢量。
所接收的频率误差的估算
接收站点信号处理假设发射机正在以正确频率发送信号并将所接收信号适当地混频为中频(IF)信号。在多个近似4毫秒的周期中以近似4MHz对IF进行抽样，以产生多个16384个复数点的抽样组。此抽样组被处理以产生相关图。该处理包括对抽样组进行傅立叶变换，用一模板乘以所得的复数频谱，该模板包括期望信号的傅立叶变换的复数共轭(具有零频率误差以及已知的基准出现时间)，然后对结果进行傅立叶逆变换(图3示出此过程)。在该优选实施例中，模数转换之后所有操作都可以在一个通用的计算机处理装置中进行。所生成的相关图包含复数相关值，但通常仅考虑这些值的幅值来确定信号的出现时间(峰值位置)，该峰值位置用来进行位置拟合(position fitting)。
然而，在所接收信号中的任何频率误差的影响是，引入复数相关图抽样的相位的旋转或者渐进变化。通过监视连续相关图峰值的相位之差，可以估算相位旋转的平均速率并因此估算出所接收信号中的频率误差。
应用于速度估算
在每个接收站点所测得的传输频率误差包括因发射机中的频率偏移而引起的固定误差，以及随机测量误差以及因发射机速度矢量在接收站点方向的分量引起频率的多普勒频移所导致的误差。公共频率误差可以根据发射机和接收站点位置以及在3个或者更多的接收站点所观测的频率误差来估算。一旦去除公共分量，则可以利用剩余的残留误差来计算发射机和接收站点之间的相对运动。可以利用在多于三个站点的测量结果来提供一个超定的解，以减少或者去除歧义性和/或随机测量误差的影响。
应用于SNR改善
为产生连续相关图而进行的数据的4毫秒抽样的累加导致对于每个相关图的8个完整代码循环的相干累加。这种相干累加提供了最大的信号噪声比(SNR)的改善，但仅能应用于某一时期，信号在该时期内保持相干。此时期是由载波频率误差和多普勒频移产生的误差所引起的载波信号的频率不确定性来确定的，并且实际上在本优选实施例中该时期限定为大约4毫秒。
通常的信号处理利用连续相关图的非相干累加(或者平均)来进一步改善信号噪声比。由于相关图数据的固有相位旋转，此处理只能仅利用幅值信息进行(即，非相干累加)。
取相关图幅值的效果是将所有的数据(噪声加信号)旋转到一个公共平面中并因此使噪声和信号在累加过程中成为相加的。由于噪声幅值在振幅上随机变化，而信号振幅通常较大并且是恒定的，因此可以实现净信号噪声比的改善。
然而，如果去除连续相关图中的旋转，使得信号峰值(代表信号的出现时间)被进行相位校准，则可以进行复数累加，在这种情况下随机分布的噪声相位将产生一些抵消。实际上，噪声在每次累加时呈均方根增加，而信号在每次累加时呈线性增加。实际上，相干时间已经被无限扩展以提供相干累加的所有益处。
去旋转技术的一个特定应用体现在减少多径效应方面。在远程站点处理的常规信号包括直接路径信号和多个反射信号。由于根据其定义，反射信号采取了不同路径，因此如果发射机和/或反射体处于运动状态，则反射信号会表现出不同的多普勒频移。当将所接收的相关图去旋转以校准主(直接路径)信号的相位时，多径信号的相位通常将表现出相位旋转。这种相位旋转多径信号的相干累加通常将表现出相长的和相消的累加，并且因此不随每累加步骤而线性增加。这导致当累加复数相关图时所观察到的多径振幅的减小。
应用于测量到达角
在在先应用中，为估算传输频率误差而确定了连续相关图测量结果之间的相位旋转速率。当测量在多个空间分立的天线所同时接收的公共信号时，对应相关图中的信号峰值之间的(载波)相位差表示公共信号自其发射机到每个天线的路径长度之差。不同的路径长度测量结果使得可以计算相对于天线基线的传输到达角。
应用于普通频率测量
前面讨论的用于测量本实施例中的频率误差的技术可以更广泛地应用于测量任何两个在距离上分立的频率源之间的误差，并且可以因此用作远程频率同步方法。
确定速度和方向
参考图2，在本优选实施例的跟踪系统中的车辆行进方向和速度确定操作按以下步骤进行：
其中：
i)三个接收机位于基站B1、B2、B3；
ii)发射机T的位置使得第一基站B1到发射机T的连线与第二基站B2到发射机T的连线之间的夹角为θ，而第一基站B1到发射机T的连线与第三基站B3到发射机T的连线之间的夹角为δ；
iii)所发送信号的载波频率为fc；
iv)由于发射机的运动而产生的最大多普勒频移为；
fd＝fc·v/c (1)
其中v是车辆的速度，而c是无线电信号的传播速度；
v)在基站B1、B2、B3处接收的信号的测定载波频率f1、f2、f3与最大多普勒频移的关系分别为：
f1＝fc+fd cos(α) (2)
f2＝fc+fd cos(θ-α) (3)
f3＝fc+fd cos(α+δ) (4)
其中α是发射机T的行进方向与第一基站B1和发射机T的连线之间的夹角；
这样α和fd可以通过对以下方程求解而确定：
f1-f2＝fd(cosα-cos(α-θ)) (5)
和 f1-f3＝fd(cosα-cos(α+δ)) (6)
其中f1、f2、f3、θ和δ是已知的。
通过将fd代入方程(1)中可确定发射机T的速度，而α给出发射机T相对于线B1-T的行进方向。
本领域的技术人员可以理解在不偏离本发明广义描述的精神和范围的情况下可对如具体实施例所示的本发明进行大量变化和/或改进。因此，在所有的方面都应将本实施例视为解释性的而非限制性的。