一种多载波系统中 用户数据与训练序列的分离方法 【技术领域】
本发明属于通信技术的领域，特别涉及用于通信技术的利用已知训练序列进行时间频率同步以及用户数据和训练序列分离的方法。
背景技术
OFDM由于具有数据传输速率高，抗多径干扰能力强，频谱效率高等优点，越来越受到重视，它已成功用于有线、无线通信。如：DAB、DVB、EEE802.11a及HyperL AN/2中，在目前正在制定的IEEE802.16中，也大量涉及了OFDM技术。OFDM这种新的调制技术也可用于新一代的移动通信系统中。使用OFDM技术将大大提高新一代移动通信系统的传输数据率和频谱效率，且具有很好的抗多径能力、同信道干扰和冲击噪音能力，见文献：Bingham，J.A.C.，“Multicarrier modulation for data transmission：an idea whose time has come，”IEEE CommunicationsMagazine，Volume：28 Issue：5，May 1990，Page(s)：5-14；和文献：Yun Hee Kim；Iickho Song；Hong Gil Kim；Taejoo Chang；Hyung Myung Kim，“Performance analysis of a coded OFDM system in time-varying multipathRayleigh fading channels，”Vehicular Technology，IEEE Transactions on，Volume：48 Issue：5，Sept.1999，Page(s)：1610-1615所述。
OFDM同步分为时间同步和频率同步。时间同步的目的是在收到的串行数据流中找出各个OFDM符号地边界；而频率同步的目的是求出并纠正收端的频率偏移。OFDM技术的弱点之一是对时间和频率同步的要求特别是频率同步要求比单载波系统要高得多。一般要求采用OFDM技术的系统在接收端频率偏移不超过其子载波间隔的2％，见文献van de Beek，J.J.；Sandell，M.；Borjesson，P.O.，“ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems，”Signal Processing，IEEETransactions on，Volume：45 Issue：7，July 1997，Page(s)：1800-1805所述。
在OFDM技术中，为消除符号间干扰和同信道干扰，一般在每个OFDM符号前加入保护间隔，保护间隔长度一般要求大于信道冲击响应长度的2倍或4倍，保护间隔内容一般是OFDM符号的一部分。
常规OFDM的同步方法有两种：
1)利用保护间隔与OFDM符号间的相关性，可以实现时间和频率同步。参见文献van deBeek，J.J.；Sandell，M.；Borjesson，P.O.，“ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems，”Signal Processing，IEEE Transactions on，Volume：45 Issue：7，July 1997，Page(s)：1800-1805。
2)发端用训练序列填充OFDM符号，可以有如下两种方式：将训练序列放在OFDM的保护间隔中；b)将训练序列放在OFDM的保护间隔前。收端把接收信号和已知的训练序列求相关来进行时间同步：
3)发端把训练序列叠加在OFDM有用数据上，参见文献Tufvesson，F.；Edfors，O.；Faulkner，M.，“Time and frequency synchronization for OFDM using PN-sequence preambles，”Vehicular TechnologyConference，1999.VTC 1999-Fall.IEEE VTS 50th，Volume：4，1999，Page(s)：2203-2207。即将训练序列叠加在OFDM有用数据上，然后形成保护间隔，收端利用训练序列的相关性求相关来进行时间同步。
但是，上述OFDM保护间隔的设计方法都有缺点，方法(1)的缺点就是收端的相关峰值不明显，而且其频偏估计的范围只有OFDM系统子载波间隔的1/2。方法(2)的缺点在于训练序列与OFDM原始数据之间为时分(或者频分)复用形式，造成数据传输效率的下降；方法3)中在不造成数据传输效率下降且不占用额外系统带宽的前提下，收端可以可以获得较好的相关峰值。
方法3)在传统的发射机和接收机中的一个具体实施例：
在本实施例中ρ表示训练序列的相对功率，即训练序列功率占总功率的百分比，训练序列即训练序列，训练序列采用CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)序列，CAZAC序列具有良好的周期相关特性，并且序列的幅度在时域和频域均保持为常数，不会引起PAPR(峰值与平均功率比)问题。基于上述特性，CAZAC序列尤其适用与在OFDM系统中用于信道估计和时间频率同步，CAZAC序列包括很多种，比较常用的有Milewski序列、Frank-Zadoff序列、和Chu序列。
如图1所示：用户的数据首先在模块1进行数据调制，调制后的数据在模块2进行功率分配，然后在模块3插入导引，再送入模块4进行IFFT变换，完成多载波调制功能；同时训练序列经过模块9进行功率分配之后和多载波调制之后的信号进行叠加，进入模块5添加保护时隙，最后经过上变频模块6，送上天线7进行发射。
在针对上述方法3)的传统的接收机中如图(1)所示，天线7接收到的信号首先在模块10进行下变频，然后送入同步模块11进行时间频率同步，经过去保护时隙模块12，FFT变换模块13，多载波解调之后的信号进入模块14进行导引抽取，再进入信道估计模块15，完成信道估计功能，再取信道估计的倒数和模块13出来的信号相乘，即完成将接收信号进行信道衰落补偿的功能，最后在模块17进行解调处理
传统的接收方法的缺陷是由于训练序列对数据有一定的干扰，造成发射数据的能量效率较低。在信道变化比较恶劣的条件下，为了在收端进行准确的时间频率同步，需要在发端适当加大发射信号中训练序列所占的功率，但同时在收端进行信道估计和数据解调的时候不可避免的加大了训练序列对数据信号的干扰，这就造成了系统性能的恶化，导致了系统错误概率的增加。但如果减少训练序列的功率，收端进行相关运算时峰值会不明显，降低了同步的性能。
【发明内容】
本发明的任务是提供一种多载波系统中高性能的训练序列与用户数据的一种分离方法，即采用本发明的分离方法，在信道变化恶劣的情况下，发端可以适当的增强训练序列的功率，接收机凭此获得准确的同步性能，同时可以将训练序列的对用户数据的干扰降至最低，使系统在信道变化恶劣和训练序列功率增强的情况下依然获得较好的BER性能。
本发明的创新之处在于：1)接收端在完成同步功能之后，首先根据同步的结果对训练序列的接收信号进行重建，2)由于信道估计的不准确性，为了避免把本来不属于干扰的信息从接收信号中减去，本发明采用部分干扰对消的办法来抵消训练序列对数据信号的干扰，即根据信道估计的准确度，对重建的训练序列的干扰乘以一个部分干扰对消因子，3)从总的接收信号中减去重建的训练序列，再进行相应的解调工作，就取得了比直接解调更高的性能。
按照本发明的一种多载波系统中时间频率同步训练序列与用户数据的分离方法，如图3所示，它包括：
1)接收机根据已知的训练序列c对接收的信号r先进行时间频率同步；
2)将r进行FFT(快速富利叶变换)，得到接收端总的接收信号序列R；
3)从R中抽取在发端插入的导引序列X，采用维纳滤波方法得到信道估计结果H~=ω0·RX·X*,]]>其中ω0是插值滤波器的的系数，RX表示接收到的导引符号，X*表示发端发送的导引符号的共扼；
其特征在于它还包含下列步骤：
4)将训练序列c进行FFT变换得到序列C，将C与上述信道估计结果相乘，得到C的重建信号即C~=ρ·C·H~,]]>其中ρ是训练序列的功率因子；
5)将乘以部分干扰对消因子λ，即C~′=C~·λ;]]>
6)从总的接收信号R中减去部分训练序列的干扰，得到分离后的信号S，S=R-C~′.]]>需要说明的是，本发明过程采用的信道估计方法可以是维纳滤波，也可以是线性内插，或者其他公知的信道估计方法，不影响本发明的一般性；另外，其中λ∈(0，1)，λ具体值由信道估计的准确程度决定，λ取值原则是：使得系统的BER(误比特率)最小。
经过上述操作以后就可以实现本发明的分离目的。
本发明的实质是在接收端重建经过信道影响的训练序列，并从接收的总和信号中减去重建训练序列的部分干扰，然后再对数据信号进行解调。
从上述步骤可以看出，采用本发明的分离方法，可以将训练序列的对用户数据的干扰降至最低，使系统在信道变化恶劣和训练序列功率增强的情况下依然获得较高的性能。
【附图说明】
图1是传统的基于训练序列的发射机工作原理图
其中，1是调制单元，2是数据信号功率分配单元，3是插入导引单元，4是IFFT(逆离散傅立叶变换)单元，5是添加保护时隙单元，6是上变频单元，7是天线，8是CAZAC序列产生单元，9是训练序列功率分配单元。
图2是传统的基于训练序列的接收机工作原理图
其中，7是天线，10是下变频单元，11是同步单元，12是去保护时隙单元，13是FFT单元，14是抽取导引符号单元，15是信道估计单元，16是信道衰落补偿单元，17是数据解调单元。
图3是本发明主要步骤的流程图
其中ρ表示训练序列的相对功率。
图4是本发明的发射机工作原理图
其中，1是调制单元，2是数据信号功率分配单元，3是插入导引单元，4是IFFT(逆离散傅立叶变换)单元，5是添加保护时隙单元，6是上变频单元，7是天线，8是CAZAC序列产生单元，9是训练序列功率分配单元，13是FFT变换单元。
图5是本发明的接收机的工作原理图
其中，7是天线，10是下变频单元，11是同步单元，12是去保护时隙单元，13是FFT单元，14是抽取导引符号单元，15是信道估计单元，16是信道衰落补偿单元，17是数据解调单元，8是CAZAC序列产生单元，9是训练序列功率分配单元，13是FFT变换单元，18是部分干扰对消单元。
图6是本发明的一个实施例的性能曲线图
其中，横轴表示信噪比，单位是DB，纵轴表示误比特率，两条曲线都是在训练序列的功率比为0.5的条件下的方针结果，上方的曲线表示不采用本发明的发明方法的情况下，系统的性能曲线，下方的曲线表示采用本发明的分离方法的情况下系统的性能曲线。
具体实施方式：
下面以给出一个具体的OFDM配置下，本专利的实现步骤。需要说明的是：下例中的参数并不影响本专利的一般性。
我们选用M.1225信道，FFT长度选择4096，保护时隙取OFDM符号长度的四分之一，训练序列选择CHU序列，CHU序列的周期4096，数据调制选择BPSK调制，ρ选取一个较大的功率因子0.5，即适当的增强了训练序列的功率，导引图案选用矩形的导引信号图案，信道估计采用一阶线性内插的信道估计方法，为了便于比较，部分干扰对消因子λ分别取0.65和0。
用户数据信号首先在模块1进行BPSK调制，然后在模块2进行功率分配，模块3按矩形导引图案插入导引；同时模块8产生所需要的训练序列CHU序列，再经过模块9进行训练序列功率分配，通过模块13进行4096点的FFT变换，之后和插入导引的数据信号进行叠加，将叠加结果送入模块4进行4096点的IFFT变换，最后通过添加保护时隙模块5，上变频模块6，送上天线7发射。如图4所示。
接收机天线接收到的信号首先通过单元10进行下变频，然后送入同步模块11进行时间频率同步，同步以后的信号再经过去保护时隙单元12，进入FFT变换单元13完成多载波调制的解调功能，从解调的信号中抽取导引符号在单元15进行一阶线性信道估计；同时收端进行训练序列接收信号的重建，先由训练序列产生器单元8产生发端所用的4096点的CHU序列，将产生的序列乘以幅度因子再通过单元13进行FFT变换，然后将重建后的训练序列和信道估计结果相乘，然后乘以部分干扰对消因子ω，再从总的接收信号中减去训练序列的部分干扰，即完成干扰对消单元18的功能，来减小训练序列对数据信号的干扰，从FFT解调后的数据信息中减去干扰对消后的训练序列信息，就得到了比直接解调更准确的数据信息，将此数据信息与信道估计模块的输出结果取倒数相乘，也就是去除数据信息的信道衰落，补偿后的信号通过数据解调单元17，最后输出。如图5所示。
部分干扰对消因子λ分别取0.65和0两种情况下系统的BER性能曲线如图6所示，从图中我们可以看出，上方的曲线表示不采用本发明的发明方法的情况下，即λ＝0的性能曲线，下方的曲线表示采用本发明的分离方法的情况下，即λ＝0.65系统的性能曲线。采用本发明的分离方法，可以降低训练序列对数据解调的影响，大幅度提高系统的性能，在现实无线通信系统有着巨大的应用价值。