采用考斯塔斯环部分改进发射 频率的稳定度的装置与方法 本发明涉及在半双工发射方法的通信系统中采用costas环部分改进发射频率的稳定度的装置与方法，其中的一个接收终端上设置有一个A/D转换器、一个D/A转换器、一个开关电路及一个中央处理单元，从而在数据传输中通过costas环部分抽取一个基准频率而无须安装独立的基准频率抽取设施，借此改进发射频率的稳定度。
通常在采用半双工发射方法的卫星通信系统中，采用下述方法来确定数据传输中的发射频率的稳定度。
首先，如果分析一下接收的信号，这些信号中包含称作导频的独立信号。在卫星发送数据时，导频是混在数据信号中发送的。在接收数据以后再次发送它们时，便将这一导频用作基准频率。
因此，当接收一组数据之后再发送它时，有两种方法。其中之一为抽取导频信号而采用所抽取的导频信号作为基准信号来发送数据。另一种方法为从构成数据的时钟中抽取基准信号。
此外，还有另一种方法。这便是，将携带数据的载波用作基准信号。在这一情况中，必须连续地跟踪载波的频率状态，即载频地偏移，而在数据传输期间反映它。
然而，在上述方法中，抽取导频信号的方法必须设置有一个用于检测导频的附加电路，这一附加电路是具有完全独立的构造的。
同时，在从形成数据的时钟中抽取基准频率的方法中，在数据传输期间，将所接收的时钟用作振荡器的基准频率。因此，必须增加在传输中专用的一个振荡器。为了使这一振荡器与基准时钟同步，需要许多部件。
同时，在利用载波的第三种方法中，有必须连续地跟踪频率偏移的麻烦。
同时，美国专利5,271,039中公开了关于基于半双工发射方法的通信系统的接收终端的另一种技术。这一发明的装置包括：一个用于提供调相信号的装置；一个用于提供抽样频率的本地振荡器；通过利用本地振荡器的抽样时钟将接收的调相信号转换成数字信号的一个A/D转换器；及一个解调与本地振荡控制装置，用于通过再生一个基准符号时钟解调A/D转换器的数字信号，及检测该符号时钟与本地振荡器的抽样时钟之间的相位差来控制该本地振荡器，使本地振荡器生成一个预置的频率。
在该先有技术中，利用该A/D转换器及解调与本地振荡控制装置来控制接收端的一个本地振荡器件。以这一方法，将抽样时钟与符号时钟之间的相位差降低到零。从而通过建立一个精确的同步，便能精确地解调接收的数据。然而，在要再次发射数据时，则不能保证发射频率的稳定度。
当然，如果采用抽取基准频率(导频信号)的一个独立器件，则能将稳定度建立到一定程度，但如上所述会损害经济性。
本发明旨在克服传统技术的上述缺点。
因此，本发明的目的为提供改进发射频率的稳定度的装置与方法，其中在当前采用的接收终端的costas环中安装了一个低成本设备，以便通过costas环而不用高成本的传统基准频率抽取设备便能从携带数据的载波中抽取发射基准频率，借此改进发射频率的稳定度。
为了达到上述的目的，按照本发明的采用costas来改进发射频率的稳定度的装置，在一个积分器与一个温度补偿电压控制振荡器之间包括：一个开关，用于从一个积分器及一个D/A转换器输入的两个信号中选择一个信号；一个A/D转换器，用于通过一个电压调节器接收该开关的输出模拟信号而将它们转换成数字信号；一个电压跟随器，用于消除温度补偿电压控制振荡器与A/D转换器之间的互相干扰，并用于将输入各终端的电压调节到同一电平上；一个中央处理单元，用于连续地存储A/D转换器的输出及用于控制各转换器25与30及开关；以及一个D/A转换器，用于读取中央处理单元的输出值，在接收它们之后的数据转发期间，将它们转换成模拟值。
在描述本发明之前，首先描述用在本发明中的costas环。
图1示出用于解调调制的信号的costas环的构成。
如图1中所示，该costas环包括：一个第一相位检测器1，用于解调输入信号；一个第二相位检测器8；第一与第三低通滤波器2与9，用于通过第一与第二相位检测器1与8的输出端上低于截止频率的频率；一个乘法器3，用于输出一个与第一与第三低通滤波器2与9的输出信号的乘积成比例的输出；一个第二低通滤波器4，用于滤波乘法器3的输出；一个积分器5，用于输出一个与第二低通滤波器2的滤过信号成比例的积分值；一个温度补偿电压控制振荡器(VCTCXO)6，用于利用控制电压生成一个振荡频率并将其提供给各相位检测器1与8；以及一个90度移相器7，用于移相温度补偿电压控制振荡器6的输出并将输出提供给第二相位检测器8。
上述构造的costas环以下述方式操作。
首先将通过一个中间频率装置中形成的中间频率fIF分别输入到costas环的第一与第二相位检测器1与8中。然后由各相位检测器1与8对中间频率进行相位比较。然后对应的相位检测器1与8的输出分别通过低通滤波器2与9，然后输入到乘法器3在那里相乘。
第二低通滤波器4滤波经乘法器3相乘的信号，然后输入到积分器5在那里积分。
然后将这些信号作为控制电压Vt输入温度补偿电压控制振荡器6，然后温度补偿电压控制振荡器6按照控制电压Vt输出一个振荡频率到相位检测器1与8及一个频率合成器。在这一条件下，将温度补偿电压控制振荡器6输出的振荡频率不加修正地输入到第一相位检测器1，同时通过90度移相器7将该频率提供给第二相位检测器8。
从而最终从第一低通滤波器2输出的信号被输入到抽样部分及一个时钟发生器(未示出)中，供解调成完美的数字信号。
通常，在半双工发射方法中，不能同时进行传输与接收，而是在时间上互相分开的。反之，在全双工发射法中，传输与接收能同时进行，而全双工发射法的构造与半双工发射法相比显得复杂。在全双工发射法中，例如需要两个频率合成器来构成一个在传输与接收期间所需要的本地振荡频率。再者，在射频设备与数据处理中，需要复杂的硬件与软件。
因此，在没有伴随的音频信息的简单的数据传输与接收的情况中，半双工发射法足以满足所要求的功能。因此，为了传输与接收装置的简单化与紧凑性，最好用半双工发射法而不是全双工发射法。
采用半双工发射法的数据传输期间，发射频率的稳定度应符合给定的特征。
为了解决这一问题，首先考察发射频率的特征。发射频率相对于作为参照值的接收频率具有一定的容差范围。发射频率的这一容差范围通常远小于接收频率的偏移，这一点示出在图2A与2B中。即，图2A示出接收频率的容差范围。即图2A示出基于接收信号的频率fRX(②)的接收信号的频率容差范围ΔfRX。
图2B示出发射信号的频率容差范围。即图2B示出基于发射信号的频率(①’)、(②’)与(③’)的频率容差范围±ΔfTX。
即，
fRX＋f’＝fRX＋(fTX－fRX)，因此这对应于fTX(②′)，
(fRX＋ΔfRX)＋f′＝(fRX＋ΔfRX)＋(fTX－fRX)，因此这对应于fTX＋ΔfRX(③′)，
(fRX－ΔfRX)＋f′＝(fRX－ΔfRX)＋(fTX－fRX)，因此这对应于fTX－ΔfRX(①′)。
在上面的式子中，f′表示接收频率与发射频率之间的差，即fTX－fRX。
对应于接收频率(①)、(②)与(③)的各发射频率(①′)，(②′)与(③′)可分别具有容差范围±ΔfTX。
通过参照附图对本发明的较佳实施例的详细描述，本发明的上述目的与其它优点将是显而易见的，附图中：
图1为展示一个普通接收终端的costas环的构造的方框图；
图2A与2B展示发射与接收频率的容差范围；
图3为展示按照本发明的装置的构造的方框图；
图4A与4B展示容易出现在A/D转换器或D/A转换器中的误差。
下面参照附图详细描述在上述范围内实行的本发明的一个较佳实施例。
这里，与传统的部件具有相同的构造的部件将赋予相同的参照代码。
图3为展示本发明的构造的方框图。
如该图中所示，本发明的装置包括：一个第一相位检测器1，用于解调输入信号；一个第二相位检测器8；第一与第三低通滤波器2与9，用于通过第一与第二相位检测器1与8的输出端上的低于截止频率的频率；一个乘法器3，用于输出一个与第一与第三低通滤波器2与9的输出信号的乘积成正比的输出；一个第二低通滤波器4，用于滤波乘法器3的输出；一个积分器5，用于输出一个与第二低通滤波器2的滤波信号成比例的积分值；一个开关10，用于从一个积分器与一个D/A转换器输入的两个信号中选择一个信号；一个A/D转换器30，用于通过一个电压调节器接收该开关的输出模拟信号并将它们转换成数字信号；一个电压跟随器15，用于消除一个温度补偿电压控制振荡器(VCTCXO)6与A/D转换器30之间的互相干扰，及用于将输入到各终端中的电压调节到同一电平上；一个中央处理单元20，用于连续地存储A/D转换器30的输出，及用于控制各转换器25与30及开关；一个D/A转换器25，用于在数据传输期间接收到数据之后，读出中央处理单元20的输出值并将它们转换成模拟值；温度补偿电压控制振荡器(VCTCXO)6生成一个用于控制电压跟随器15的控制电压Vc′的振荡频率，并将其提供给各相位检测器1与8；以及一个90度移相器7，用于移相温度补偿电压控制振荡器6的输出，并将输出提供给第二相位检测器8。
下面对如上构成的本发明的装置的操作加以描述。
将在通过接收端的中间频率终端期间形成的中间频率输入到第一与第二相位检测器1与8。(实际上中间频率具有±Cos WIFt的形式，但为了简化说明而用fIF指示。)然后各相位检测器1与8对中间频率进行相位比较。然后从相位检测器1与8输出中间频率，通过各自的低通滤波器2与9，输入到乘法器3。
将经乘法器3相乘的信号提供给第二低通滤波器4在那里滤波，然后再提供给积分器5在那里积分。然后将信号作为控制电压Vc输入到开关10(这里所用的开关为三刀双通道模拟多路转换器/信号分离器HET4053)。然后适当地将信号切换到传输与接收状态，并将其输入到电压跟随器15。然后在中央处理单元20的控制信号的协助下，开关10切换一或两组来自积分器5与D/A转换器25的信号。在这一条件下，在接收模式中输入开关10的信号为从积分器5输出的信号。而在进行传输时，输入到开关10的信号则为D/A转换器25输出的信号。
下面首先说明进行接收的基本操作。将从积分器5输出的信号Vc输入到电压跟随器15。然后电压跟随器15将信号输出到温度补偿电压控制振荡器6及A/D转换器30。
在这一条件下，两组输出信号Vc′与Vc″具有相同的值。这是由于电压跟随器15(LM358)消除了温度补偿电压控制振荡器6与A/D转换器30之间的互相干扰，并进行调节使输出信号Vc′与Vc″必须具有相同的值的结果。换言之，在进行接收时，Vc＝Vc＝Vc″，而在进行传输时，Vc＝Vc′＝Vc″。
然后A/D转换器30将信号转换成数字数据，并将它们输出到中央处理单元20。这一数据是在连续变化状态中的，即它包含关于接收载波的频率偏移的信息。
因此，在传输期间形成基准频率时利用这一数据，即频率合成器的基准频率。
然后温度补偿电压控制振荡器6按照进入的控制电压Vc′输出一个振荡频率，并将输出的振荡频率提供给各相位检测器1与8以及频率合成器。在这一条件下，不加修正地将振荡频率输入到第一相位检测器1，而在将它输入到第二相位检测器8时，其相位则由移相器7移相了90度。
通过上述操作，最终从第一低通滤波器2输出的信号被输入到抽部分与时钟发生器中(图中未示出)而被解调成数字信号。
同时，在基本接收操作之后而所接收的数据要再次发射时，以下述方式进行操作。
将对应于发射情况的切换控制信号从中央处理单元20输入到开关10。与此同时，将已从A/D转换器30输入的信号提供给D/A转换器25。
接收到这些信号的D/A转换器25将信号转换成模拟信号并将它们输入到开关10。将这些信号从开关10输出到温度补偿电压控制振荡器6，而频率合成器最终用这一值来设定发射频率。
从总体上看，上述操作可描述如下。即首先将在接收期间从积分器5接收的控制电压Vc转换成要存储在中央处理单元20中的数字信号。这一值并不保持不变的水平，而是按照各种环境因素变化的。这些因素使得来自卫星的频率可具有一个误差范围，或者接收装置由于环境温度的变化与多普勒效应而会生成误差。
由于上述因素，控制电压Vc的值可以改变，并且每次改变该值时，A/D转换器30记住改变的值。因此，可以说在所有时间内，存储的值跟踪着该值的变化。
当以上述方式发射所接收的数据时，传输是通过反映发射频率上的变化范围而进行的，结果是不必增加独立的设施便能改进发射频率的稳定度。
然后如上所述，D/A转换器25读取中央处理单元20的值将其输出到温度补偿电压控制振荡器6，使得频率合成器能利用该值设定发射频率。
然而，必须注意下述事实。即在理想情况中，在接收信号中检测到的值Vc在传输期间保持在相同的值上。然而，可能由于A/D转换器30与D/A转换器25的特征而生成误差。这些误差是与发射频率密切相关的，因此在选择A/D与D/A转换器30与25时必须十分小心。
下面参照图4A与4B描述这一关系。
在A/D转换期间，如果以十六进制码表示8位二进制数据D0-D7，则可将模拟输入VAIN分成0-255级。在这一条件下，能出现的最大误差可用VLSB＝VREF/255表示。其中VREF为模拟输入VAIN的最大值。
如果VAIN为VLSB的整数倍，则在A/D与D/A转换中误差为零。这时由上述误差导致的频率误差可表示如下。
Δf＝[fO ×(ΔfT/VRFF)]×VLSB
在上式中，符号表示如下：
Δf：频率误差，
fO：温度补偿电压控制振荡器在正常状态中的输出频率，
VREF：最大Vc值，以及
VLSB：最大误差电压。
实际发射频率由频率合成器根据温度补偿电压控制振荡器6的输出频率构成极高的频率。如果温度补偿电压控制振荡器的输出频率与实际发射频率之间的关系如下所示，则(N×Δf)成为实际发射频率。
fTX＝N×fO其中，fTX：发射频率，
N：整数，及
fO：温度补偿电压控制振荡器的输出频率。
值(N×Δf)必须满足发射频率的稳定性特征。然而，如果计入能够影响发射频率的其它因素，上述的值必须小于所述特征。三分之一特征值是令人满意的。
按照上述本发明，在接收终端的costas环部分上安装了A/D与D/A转换器、一个开关电路及一个中央处理单元，因此不用增加独立的设备便能满足发射频率的稳定度。