具有用于MIMO系统的自适应 天线阵列的无线电通信设备 【技术领域】
本发明涉及具有自适应组合的无线电通信设备。
背景技术
在最近几十年，无线通信系统的需求有了稳步增长，并且这段时间里包含了若干次技术跃变，尤其是在蜂窝和无线局域网(WLAN)通信系统领域。模拟蜂窝电话已经被那些使用了例如GSM或CDMA技术的数字手机所取代，目前正在引入的则是所谓的第三代系统，例如UMTS。同样，目前还引入了HyperLAN和IEEE802.11b这类WLAN技术。此外，用户数目也在持续增长并且数据业务正在成为无线网络的一个重要部分。对运营商而言，这些因素意味着寻找增加其网络容量以满足未来需要的方法将是非常重要的。
除了增加容量的需要之外，目前还存在着在提供良好性能的同时降低成本的一般要求。例如，在提供令人满意的无线服务的同时还应该尽可能降低基站和用户终端设备的成本。
其中一个与性能有关的问题涉及多径衰落。通常，基站和用户终端都处于“有地物干扰的(cluttered)”环境中。这意味着由于建筑物、家具或环境中其他物体的反射和衍射所产生的散射，通信信号会经由多条路径到达基站或用户终端。根据不同分量的相对振幅和相位，输入地散射信号既可以建设性地累积起来，也可以破坏性地累积在一起。这意味着在基站或用户终端上，接收信号会根据基站、用户终端和环境中其他物体的相对位置而发生显著变化。这种效应即为就是通常所说的多径衰落。
先前已经出现了一种使用发射或接收天线分集来解决多径衰落的方法。其中接收天线分集包含了从一个发射天线进行发射，同时提供两个或更多的分集接收天线(例如空间或极化分集)。通过使用不同天线，可以在这些天线上接收到非相关信号。当其中一个信号衰落时，其他信号通常并未衰落。对切换天线分集来说，其中一个接收天线将被选择，以便在任何时间进行接收。作为选择，也可以将自适应组合与所有接收天线结合使用，以便产生一个信道输出。因此在理想情况下，可以始终使用接收天线来获取一个没有衰落的信号。
对发射分集来说，相似的情况同样也会发生。在这里，两个或更多的不同发射天线与一个接收天线一起使用。关于接收性能的反馈则用于选择其中一个发射天线，以便在某个特定时间对其加以使用，此外，该反馈还被用于调整发射天线的自适应组合，以便创建一个信道输出。本发明试图提供的是与这种已知的发射和接收分集天线装置相比有所提高的容量和性能。
另一种增加容量的已知方法包括使用多输入多输出(MIMO)通信系统来提高数据速率。MIMO无线通信系统(参见图1)是一个在发射机11上包含了多个天线10并在接收机13上包含了两个或更多天线12的系统。天线10、12都是在多径丰富的环境中使用的，这样一来，由于环境中存在多种散射物体(建筑物、汽车、丘陵等等)，因此每一个信号都会经历多径传播。因此在图1显示了一个云的形状14，以便表示发射和接收天线之间的散射信号。用户数据是使用本领域已知的空时码(STC)传送方法从发射天线发射的。接收天线12捕获所述发射信号，随后则应用一种本领域已知的信号处理技术来分离发射信号并恢复用户数据。
MIMO无线通信系统的优势在于：由于获取了更高数据速率，因此与先前系统相比，MIMO无线通信系统能够提高发射机与接收机之间的无线链路容量。多径丰富的环境能在发射机与接收机之间产生多个正交信道。然后，单个用户的数据可以在同一时间通过使用相同带宽而在这些信道上以并行方式无线传送。由此实现的频谱效率要高于采用非MIMO系统所实现的频谱效率。
然而，已知的MIMO装置也存在着问题，由于需要多个天线以及多个发射和接收链路，因此所述MIMO装置相对昂贵。其中每一个接收天线都对应于一个MIMO信道。因此举例来说，一个接收MIMO天线装置可能包含了四个天线和四个接收链路，其中每一个链路对应于一个天线。而接收链路成本相对较高并且体积很大，此外还必须为每一条接收链路提供电力。这对那些需要小型化的用户终端和那些需要不引人注目的基站来说都是非常不利的。对发射链路而言，相似的问题同样也会出现。
本发明的一个目的是提供一种克服或者至少缓解上述一个或更多问题的无线电通信设备。
通过对参考附图给出的下文中的详细描述加以考虑，可以清楚了解到本发明的其他益处和优点，其中附图明确说明并显示了本发明的优选实施例。
【发明内容】
根据本发明的一个方面，提供了一种无线电通信设备，包括：
多个天线单元；以及
一个组合器，它被调整成自适应组合所述天线单元，以便提供两个或更多不同的定向天线波束。
这种设备提供了在通信系统中使用定向天线波束的优点，由此对网络中的多个这类设备而言，该系统降低了总的载波/干扰电平并且由此增大了容量。所述设备可以是基站或用户终端。其中举例来说，用户终端可以是移动电话、个人数字助理、个人计算机、用户住宅装置或是任何其他适当类型的终端。此外，组合器优选包含了至少一个波束形成器，或者是提供了作为相控阵列的天线单元。优选地，所述通信系统是一个多输入多输出通信系统。在这种情况下，除了提高载波/干扰电平之外，还可以实现提高数据速率的优点。
优选地，由于使用了极化分集、角度分集和空间分集中的任何分集，因此天线波束是不同的。
在一个优选实施例中，一对天线波束具有实际正交的极化并处于实质相同的方向上。随后，通过在两个天线波束上提供MIMO通信，可以创建一个高数据速率链路。
优选地，组合器被调整成以电子方式操纵定向天线波束。由此提供了通过操纵波束来解决涉及空间衰落的问题的优点。同样，由于可以对天线波束方向进行调整，因此与使用了固定的定向波束的系统相比，指向损耗将会有所下降。
本发明还包含了一种操作无线电通信设备的方法，包括以下步骤：
在多个天线单元上接收无线电信号；
通过使用一个组合器来对天线单元进行自适应组合，以使这些天线单元能在至少一个方向上进行操作，从而接收两个或更多的不同信道。
此外还提供了一种相应的传输方法。优选地，在这里对信号进行空时编码并且使用了一个多输入多输出无线电通信设备。
本发明还涉及一种所述设备用以进行操作的方法，其中包含了用于实施所述设备所具有的各种功能的方法步骤。
本发明还提供了一种数字信号处理系统，其中包含了一个或多个连同其他附加设备一起实现本发明的设备实例。
对本领域技术人员而言，在恰当的时候可以对优选特征进行组合，此外还可以将这些特征与本发明的任何方面相结合，这一点是显而易见的。
【附图说明】
为了显示如何实现本发明，在下文中将参考附图来描述这些仅仅作为实例的本发明实施例，其中：
图1是现有技术中的MIMO无线通信系统的示意图；
图2a是现有技术中的接收分集天线装置的示意图；
图2b是在MIMO或非MIMO系统中使用发射或接收分集的本发明实施例的示意图；
图3是依照本发明实施例的MIMO结构的示意图；
图4是标准的2∶2型MIMO与使用了最大本征值之和作为选择量度的本征值选择分集(从4个中选出的最好的2个)的本征值分布图表；
图5是MIMO交换接收机架构的示意图；
图6描述的是用于(4个天线、2条接收链路)和(6个天线，2条接收链路)这两种情形的可能切换结构；
图7描述的是用于天线切换选择的MIMO系统处理以及选择量度；
图8是不同天线切换选择方法的误比特率-信噪比的图表；
图9是包含了与真实的2×2型MIMO和2×4型MIMO方案相对比的4天线2接收链路的选择方案的增益。来自4、6、8个天线的选择的增益上限是基于等式50计算的。其结果则是相对于一个以30公里/小时(每一对的最左列)以及100公里/小时(每一对的最右列)的速度移动的用户设备而显示的；
图10和11各自显示了一个与独立用户设备结合使用的天线装置；
图12是用于图10和11的天线装置的性能量度的表格；
图13显示的是用于在个人数字助理中使用的天线装置；
图14显示的是与图13的天线装置结合使用的定向天线方向图；
图15是具有自适应组合的MIMO用户设备的示意图。
【具体实施方式】
在下文中将对仅仅作为实例的本发明实施例进行描述。这些实例代表了申请人当前知道的实施本发明的最佳方法，但是这些实例并不是实现本发明的唯一方法。
在这里使用了术语“接收链路”是指那些在接收机上通过将接收到的射频信号下变换到基带频率而对其进行处理的任何设备部件。这其中包含了本领域已知的众多阶段，如滤波阶段、解调阶段和下变换阶段。因此，在这里使用了术语“接收链路”来指这个变换处理所需要的所有设备，或者仅仅指示其中某些设备。
在这里使用了术语“发射链路”来指那些对基带信号进行处理并在发射机上将其转换成用于传输的射频信号的任何设备部件。这其中包含了本领域已知的众多阶段，如上变换阶段、调制阶段和功率放大阶段。因此，在这里使用了术语“发射链路”来指这个变换处理所需要的所有设备，或者仅仅指示其中某些设备。
如上所述，先前的MIMO系统使用的是与天线一样多的MIMO信道。每一个信道都需要一个接收链路(也称为射频接收机)，并且由于实践中可以提供的接收链路数目受基站、用户终端或其他通信设备的成本、复杂性和功耗的限制，因而提出了一个实际限制。就发射链路而言，同一限制也是适用的。此外，与之相似的实际限制同样适用于非MIMO无线电通信设备，例如那些使用发射或接收分集的设备。
本发明认识到了这个问题并且能在增加天线数目的同时减少接收或发射链路的数目。也就是说，所用接收天线要多于接收链路(或者发射天线比发射链路多)。对MIMO和非MIMO装置而言，由此可以实现很多优点，包括容量的增加，载波/干扰电平的改善，成本的降低以及应付多径衰落的能力的提高。目前已经证实的是，现有技术中的发射或接收分集天线装置在例如接收天线多于接收链路这个方面是已知的。然而，这其中包含了使用多个不同天线并通过切换选择而从这些不同天线中产生单个信道输出。本发明认识到可以通过从这些不同天线中产生两个或更多信道来实现附加优点。在这种情况下，有必要使用三个或更多不同的天线。这些优点则包含了处理多径衰落能力的改善以及接收增益的提高。
在图2a中描述了现有技术的接收分集天线装置。其中一个发射天线20向三个或更多的接收天线21进行发射，而接收天线则调整为相互之间存在分集。此外还提供了单个接收链路22并且使用切换天线选择来向接收链路22产生一个信道输入。在这个非MIMO装置中使用了比接收链路更多的接收天线，并且由于接收天线存在差异，因此如上所述，多径衰落的效应将会减小。
在图2b中描述了本发明的一个实施例。这个实施例是一个以类似于图2a的方式使用接收天线分集的非MIMO装置。在这里，一个发射天线20向三个或更多接收天线21进行发射。然而其中只提供了两条接收链路22。此外只要始终存在比接收链路更多的接收天线，那么也可以使用两条以上的接收链路22。在这里将对接收天线输出的子集进行选择，以便与接收链路的数目保持一致。与图2a的现有技术的情形相比，在这里也可以得到不同的益处。举例来说，由于存在更多接收链路，因此可以提高接收增益。同样，处理多径衰落效应的能力也会得到改善。例如，设想现有技术的情形，其中一个接收天线是从三个接收天线之中选择的。恰当处理多径衰落的能力取决于选定天线上接收的信号是否受到衰落影响。然而，在图2b所描述的实施例中，从三个可能的接收天线中有效选择了两个接收天线。由于选定的是两个而不是一个天线，因此如下文更详细描述的那样，处理多径衰落的能力将会得到改善。
尽管图2a和2b涉及的是接收分集，但对发射分集而言，相似的情形同样也会发生。
如上所述，本发明不但适合MIMO通信系统，而且还适合非MIMO装置，例如图2b所描述的装置。如上所述，参考图1，MIMO系统在发射和接收时都是将多个天线结合了空时编码系统一起使用的。这样将会出现多个正交的MIMO信道(由于散射)并且由此可以增大容量(例如与非MIMO多波束天线装置相比较)。这样一来，由于图2b的系统可以用在MIMO系统中，而图2a的系统却不能这样使用，因此图2b的系统要比图2a的系统更具有优势。
先前，MIMO装置使用了与MIMO信道具有相同数目的天线，由此使用了与接收天线具有相同数目的接收链路(或是与发射天线数目相同的发射链路)。本发明认识到的是，通过将图2b中描述的少于接收天线的接收链路与MIMO系统结合使用(或是少于发射天线的发射链路)，可以从中得到很多益处。
我们已经揭示，与减少天线数目来匹配接收链路数目相比，通过在MIMO系统中使用多于接收链路的接收天线，可以实现容量的增加。对那些到处移动但在使用时静止的游牧式用户终端和在使用中也可以移动的移动终端而言，上述情况都是成立的。现在将对涉及游牧式用户终端的情形进行论述。
游牧式用户终端
游牧式用户终端通常位于出现散射的室内环境中。在室内环境中，空间上的多径衰落具有一个瑞利分布的包络，由此产生了取决于游牧式用户终端空间位置的MIMO链路容量。对恒定的本地均值的给定区域而言，在将终端经由空间衰落移动的时候，可以为MIMO链路获取一个容量分布。因此，任何一个指定用户终端都可能会处于一个容量处于其分布底端的“恶劣”位置。
对于MIMO链路来说，其理论上的香农信道容量取决于空间上平均的载波/干扰电平和每条MIMO路径上的瞬时接收电压(在归一化各条路径的均值功率的时候)。然后，由于MIMO路径存在空间衰落，因此将会出现容量分布。对静态终端而言，在路径上仍旧存在着因为对象在环境中的移动所导致的某种衰落。因此，时间衰落往往是k因数很高的莱斯分布(Ricean)。如果用户终端处于一个“恶劣”场所，那么它往往会在链接过程中不能正常工作。如果延迟扩展很低并且由此时域中只有一条可解析分支(在CDMA系统中没有时间分集)以及在频域中只有一条平坦信道(在OFDM系统中没有频率分集)，那么这种情况是极为不利的。例如，在适于居住的市郊环境中就很有可能出现这种情况(例如小型办公室或家庭式办公室的SOHO应用)。
为了杜绝这个问题，我们为用户终端配备了比它所具有的接收链路还要多的天线。在这里，我们显示可以使用一种本征值选择分集，其中所述分集将MIMO香农信道容量分布的低端提高了大约20％。由此转而提高了总的吞吐量。现在将对这种方法进行描述。
在一个优选实施例中，提供了一种MIMO结构，由此在基站(也称为节点B)上具有两个天线并且在用户终端(也称为用户设备UE)上具有四个天线，但在UE上只有两条接收链路。图3中对这种情形进行了描述，其中显示了两个发射天线30、四个接收天线31以及这些实体之间的连接h11、h12、h21、h22、h31、h32、h41、h42。
在图3显示的实施例中，由于在UE上只存在两个接收链路，因此实际的MIMO结构是2∶2的。然而在这里具有UE可以选择的六个可能的2∶2的MIMO矩阵。这些矩阵如下所示：
HUE1,UE2=h11h21h12h22]]>
HUE1,UE3=h11h31h12h32]]>
HUE1,UE4=h11h41h12h42]]>
HUE2,UE3=h21h31h22h32]]>
HUE2,UE4=h21h41h22h42]]>
HUE3,UE4=h31h41h32h42]]>
举例来说，每一个MIMO路径都可以表示成一个具有单位平均功率的高斯随机过程。这些路径都是独立的(非相关的)并且在这里并未考虑路径之间的功率不平衡。每一条路径都是由以下等式表示：
hmn=N(0,12)+jN(0,12)---(1)]]>
其中是一个均值为零并且标准偏差为的正态分布的随机数。因此，每一个矩阵元素都包含了一个复数电压，其中I和Q分量通常都是正态分布的。这样则导致产生了一个平均功率为2σ2＝1的瑞利分布包络。
通过将这个表达式用于每一条MIMO路径(结合随机变量的不同取样)，可以构造六个瞬时的2∶2信道矩阵。然后可以为每一个实例确定信道积矩阵的本征值，其中所述信道积矩阵是如下给出的：
HUEm,UEnHUEm,UEnH=hm1hn1hm2hn2·hm1*hm2*hn1*hn2*---(2)]]>
这个矩阵的本征值表示的是特征模(eigenmode)的功率增益，其中所述特征模的增益为2。
对带有独立瑞利衰落信道的2∶2的MIMO结构来说，通过使用以下公式，可以确定其香农信道容量上限：
C=Σi=1Nlog2(1+λiNρ)---(2)]]>
其中：
N＝发射天线数目
λi＝第i个本征值
ρ＝信噪比
所述容量是N个正交信道的香农信道容量之和，其中信道的功率增益是由信道积矩阵的本征值给出的。在这个总和中，可用发射功率在这两个信道之间是对等分布的。
为了执行本征值选择分集方案，有必要使用一个量度，以便能在六种可能的UE天线组合中进行选择。在这里对两个不同量度进行了考虑：
-本征值之和；
-香农信道容量。
首先，在这里将对每一个UE天线对的本征值之和进行计算，并且将会选择总和最大的组合。此外在这里为随机变量的一万个实例执行了这个运算。而用于UE元件UE1和UE2的2∶2矩阵则被选作基准矩阵，并且针对这种情况而对香农信道容量分布进行了计算。由此描述了标准的2∶2的MIMO的容量分布。此外，通过将最大‘本征值之和’用作选择量度，还可以为随机变量的每一个实例执行本征值选择分集，在这种情况下，同样对容量分布进行计算。在图4中显示了对应于基准和分集情况的本征值分布。在使用本征值分集的时候，该图显示出本征值的分布有了显著的增加。
我们还在选择量度即为最大瞬时链路容量的情况下对容量的分布进行了研究。本征值选择分集提高了容量分布下限，但是在这种情况下，所述提高要大于将最大本征值之和用作选择量度的情况。在这里对这两种形式的本征值选择分集的容量分布进行了比较。这两种方案之间的差别只有在SNR很高的时候才会非常明显。
对于“本征值之和”的方案来说，其中对六个2∶2的信道矩阵进行了估计并对本征值进行了计算。优选地，所述运算是基于一个平均数来完成的，由此使得任何时间衰落效应最终达到某个平均值。对最大容量的方案而言，其中不但对本征值进行估计，而且还对信噪比(SNR)或载波/干扰电平(C/I)进行估计。然后则对这六个可能存在的信道矩阵执行瞬时容量估计。此外在这里还使用了某种取平均值的方法来消除时间衰落的所有影响。
此外，我们还对标准的2∶4 MIMO结构的容量分布和‘最大容量’本征值选择分集方案的容量分布进行了比较。2∶4的MIMO系统能够获得更大的容量，但这需要UE上具有四个而不是两个接收链路。此外，在这里还对‘最大容量’本征值选择分集曲线以及2∶2和2∶4的MIMO结构的容量曲线进行比较。目前已经发现，本征值选择分集方案获得了可以从具有四个接收链路的2∶4的MIMO系统中获取的附加容量增益的很大一部分增益。
在以上相对于游牧式终端所描述的实例中考虑了两个选择量度，其中一个是本征值之和，另一个则是瞬时链路容量。但在这里并不是必需使用这些特定选择量度并且如下所述，其它类型的量度也是可以使用的。此外，以上依照游牧式终端描述的结果至少在某种程度上同样适用于移动终端的情形。
切换机制
现在对图5所示的MIMO切换接收机架构的一个实例进行考虑。其中显示了四个接收天线1001～1004并且显示出只具有两个接收链路1005、1006(也称为接收机前端)。从四个可能天线中选择两个天线的可能方式一共有六种。在一个指定时刻，接收机只能监视和测量两个天线的接收状况。因此，我们通过建立智能切换准则而允许选择最佳天线对。为了将实施费用降至最低，选择两个天线所需要的处理1007是在接收机处理的基带处理区域中执行的。然而这种情况并不是必需的。此外，用于在天线1008之间进行切换的机制是直接在天线输出端执行的。例如，通过使用一个GaAs MESFET高速开关，可以将基带调制解调器产生的3比特切换命令整合到低噪声放大器(LNA)中。对这种GaAs MESFET开关来说，平均插入损耗非常低(例如大约0.1dB)并且成本也很低。
移动终端——高速移动性
我们已经发现可以有利地将那些接收链路少于接收天线的MIMO结构用于移动终端以高达100千米/小时的速度移动的高速移动应用。我们发现，与标准的2∶2型MIMO相比，在这种使用了两个发射天线并从四个接收天线中选择两个与接收链路结合使用的天线的实施例中，存在一个大小为3dB的增益。
选择量度
在上文中论述了两种选择量度，其中一个涉及的是链路容量，而另一个则是本征值之和。但是在这里也可以使用其他选择量度或方法并且在下文中给出了某些实例：
-接收信号强度指示符(RSSI)(也就是选定给出了最高RSSI的选择)
-解码器输出比特差错率(BER)(也就是选定给出了最低BER的选择)
-循环策略(也就是轮流试验每一种可能选择并且选定最好的选择)
-香农信道容量(也就是选定给出了最高香农信道容量或是最高瞬时链路容量的选择)
-本征值(也就是选定给出了最大本征值之和的选择)
-CRC触发切换(也就是在FEC解码之后，如果CRC检测出错，则依照一个预定规则或是通过搜索最佳天线选择而将一个或两个接收机全都切换成另外的一个或多个天线)。
设想这样一种情况，其中接收链路的数目L小于接收天线的数目M。在这种情况下存在总共K＝M！/L！(M-L)！种可能的切换结构，其中符号！表示“阶乘”。这时，以高计算复杂性为代价来执行所有可能切换结构的完整搜索将是非常有益的。然而如下文所述，这种搜索并不是必需的。在图6中，我们描述了用于(4个天线，2条接收链路)和(6个天线，2条接收链路)这两种情形的可能切换结构。一旦选择了指定天线集合，则较为优选的是下一个选定天线集合不与第一个集合包含相同的单独天线。我们将这些集合称为互斥(disjoint)。例如，对4个天线和2条接收链路而言，如果当前选择是(1，2)，那么可能的切换选择是(1，3)、(1，4)、(2，3)、(2，4)和(3，4)。但是我们发现，最佳的切换策略应该是选择互斥集合(3，4)。在具有6个天线和2条接收链路的情况下，对每一个起始选择而言，我们都具有六个与之互斥的切换选择。在图3中，我们仅仅显示了用于(1，2)(1，3)(1，4)(1，5)(1，6)的切换转移，然而在互斥切换策略中，我们显示的是最简单的切换策略：(1，2)(3，4)(5，6)。
在图3中对最佳切换策略进行了描述：由于(1，2)(3，4)和(1，2)(3，4)(5，6)非常适合那些极化接收天线装置，因此它们在天线结构方面还具有其他意义。
作为选择，如果存在两条接收链路，那么我们可以保持当前选择的天线之一(信道质量较好的天线)，并且对当前选择的另一个天线进行切换。在图3中，对具有结构(1，2)的四个天线的情况而言，天线1将会得到保留，然后，可能进行的切换转移是(1，3)和(1，4)。对具有结构(1，2)的6个天线的情况来说，其中天线1将会得到保留，然后，可能进行的切换转移是(1，3)、(1，4)、(1，5)和(1，6)。我们将这种集合称为重叠。换言之，重叠集合包含了至少一个共有天线。
图7是当接收到MIMO信道的时候在MIMO系统中所进行的处理的示意图。此外该图还显示了如何使用上述选择量度而在天线之间进行切换。在图7描述的特定实例中包含了四个接收天线100和两条接收链路101。在天线之间使用了一个切换装置102。接收链路101将其输出提供到本领域已知的信道估计器103。所述估计器对MIMO信道进行估计并将输出提供给一个MIMO解码器104，解码器则对空时编码的信号进行解码。然后，经过解码的信号由一个前向纠错(FEC)解码器进行处理，并且最终由循环冗余校验单元(CRC)106进行处理。如图7所述，CRC单元106的结果107可以作为输入经由基于CRC的切换107提供到切换装置102。如所示，来自信道估计器103的结果也可以经由基于本征值的切换108或是基于RSSI的切换109提供到所述切换装置。
切换判据包括RSSI、香农信道容量和本征值(如上所述)并且可以在MIMO信道估计输出103的基带信号处理中加以实施(参见图7)。如所示，基于CRC的量度是在FEC解码器的输出端执行的。在这里可以将预测算法109b与RSSI、香农信道容量以及基于本征值的判据结合使用，从而在缺少所有可能天线组合量度的情况下选择最佳天线。例如，在这里可以使用关于这些天线选择的过去性能的信息来进行预测。
通过使用模拟，我们比较了上述不同选择方法的性能和量度，并且在图8中显示了比较结果，其中该图是误比特率(BER)-信噪比(SNR)的图表。我们的模拟是在一个以100公里/小时的速度移动的用户设备上执行的，其中将作为物理层信令的OFDM波形用于包含了四个接收天线和两条接收链路的情形。
最佳性能是在使用最小BER作为选择量度时发现的(参见图8的线条112)。然而，针对这个量度所进行的计算相对复杂。而次最佳性能是在使用RSSI判据时发现的(参见线条113)，其中所述判据是通过假设理想先验MIMO信道知识或理想信道预测而被计算的。在这里我们使用了术语“假定(genie-aided)”来引用这样一个事实，即理想的先验MIMO信道知识或理想的信道预测都是假设的。为“假定”最大本征值之和找到次最佳性能(参见线条114)。此外还为“假定”信道容量最大值找到了次最佳性能(参见线条115)，其中与假定本征值之和相比，所述处理在计算上更为复杂。此外，在没有MIMO信道知识的情况下还为CRC触发切换找出了次最佳性能(参见线条116)。一般来说，由于MIMO系统通常要监视CRC，因此这种方法具有计算相对简单的优点。这样一来，要想执行一种切换选择方法，使用基于CRC的量度是相对直接的。此外还发现，“假定”量度的性能与触发CRC的盲切换的性能相近。
因此在本发明的一个优选实施例中，选择量度与CRC相关联。此外我们发现，通过使用基于CRC的量度所断定的需要切换的次数要远远小于使用基于本征值的量度的时候所断定的次数。因此，在使用基于本征值的量度的时候，有可能需要使用附加判据来阻止天线之间过于频繁的切换，其中举例来说，所述附加判据可以是某种门限机制。
图9显示的是我们进一步模拟所得到的结果。同样，在这里模拟的是一个2×4 MIMO，其中用户设备是通过使用四个接收天线和两条接收链路来配置的。这两个接收天线可以产生六种可能的组合，这些组合表示为Hi,j=hi,1hj,1hi,2hj,2,]]>其中i，j＝1、2、3、4。为了获取选择性能上限，我们使用了三个选择判据(RSSI、香农信道容量和本征值)来模拟所述情形，其中这三个选择判据使用了“假定”计算；也就是假设了理想的先验信道知识或是理想的信道预测。在这里可以选择所有这六种可能选择。基于CRC的判据则是结合了现实世界的接收机操作来进行模拟的。在下文中更详细地描述了所述模拟中使用的切换判据，其中λ1，λ2是矩阵Hi，j的本征值。
图9显示的是模拟结果，其中包含了与真实的2×2型MIMO和2×4型MIMO进行比较并具有4个天线和2条接收链路的选择方案的增益。此外，在这个图中还绘制了关于4、6、7个天线的理论增益(上限)，并且在附录A的等式50中显示了数学推导。我们可以很清楚地看出，与那些具有相同接收机前端硬件复杂性的静态2×2型MIMO相比，这些选择方法提供了超出上述MIMO的明显增益。特别地，基于CRC的选择方法可以实现一个接近于“假定”切换判据的增益。
尽管在这里已经参考从接收天线中做出的选择而对上述选择量度进行了说明，但是也可以通过使用从接收设备到发射设备的任何类型的反馈机制而在发射天线之间的选择中使用这些量度。
使用定向天线
当我们设想包含了多个用户终端的情形的时候，由于会有信号从一个终端到达另一个终端，并且由于与基站到达终端的信号产生干扰，因此在终端上有可能出现干扰。例如，如先前在固定无线接入装置中实施的那样，相对于在用户终端上使用全向天线的基准情形而言，通过在用户终端上使用定向天线，有可能减小上述干扰。然而我们发现，通过在MIMO系统中的用户终端上使用定向天线以及附加地在用户终端上使用切换天线选择，有可能会发现非常明显的益处。尽管切换选择有效减少了可能降低最终MIMO性能的天线单元的数目，但是我们发现这些益处也是可以实现的。
在下文中依照若干个涉及MIMO天线装置的实施例而对此进行更详细的描述，其中所述天线装置处于一个与个人计算机之类的用户终端结合使用的独立单元中。在这些实施例中为用户终端提供了一个天线装置，由此用户终端可以使用一条高数据速率MIMO无线链路。优选地，所述MIMO链路包含了具有相似信号电平的四个正交信道，由此有助于使用MIMO通信所导致的容量增加。
天线装置是在一个箱体、立方体或其他独立构件中得到支持的，其中所述构件可以连接到个人计算机、膝上型计算机、个人数字助理或任何其它类型的用户终端。由此提供了易于将天线装置放在书桌、桌子或其他表面上的优点，以及能够与任何适当类型的用户终端进行通信而不是永久整合到一个用户终端之中的优点。天线装置的尺寸将会减至最小，以使独立单元小型化并且便于携带。
图10和11描述了两种可能的天线装置，其中每个装置是由一个独立单元128支持的，所述单元的大小为9cm×9cm×13cm，但也可以采用其他任何能够手持的适当尺寸。图10显示的是使用了八个偶极子131～138的装置，其中一个水平和一个垂直偶极子是从所述单元的四个表面的每一个得到支持的。所述天线远离那些与之通过馈送和接地引线相连的单元表面。通过选择这四个表面，当所述单元位于一个表面上的时候，对立面(顶部)上是没有偶极子的。垂直偶极子在距离单元2.5cm的位置得到了支持，而水平偶极子是在距离单元3.5cm的位置得到支持的。我们发现，与使用平面倒F型天线(PIFA)所发现的信号电平相比，使用偶极子所得到的信号电平要更高一些(得到了改善)。此外，对偶极子装置而言，方位角的方向性更为重要。
图11显示的是另一个实施例，其中再次使用了四个垂直偶极子145～148以及四个水平偶极子141～144。在这种情况下，与图10的装置相比，偶极子是在单元边角得到支持的，从而展宽了方位方向图。水平偶极子末端朝着所述单元卷曲或弯曲，以便将那些可能出现在偶极子末端的方位方向图中的所有衰减降至最低。如先前所述，偶极子是从所述单元表面得到支持或是与所述表面隔开的。在这个实施例中，导电板140位于单元的一个表面上(顶面)，由此覆盖了所述表面并且扩展到所述表面的每一个边缘之外。另一个导电板141则处于覆盖所述单元的对立面上(底面)。通过添加这些导电板，可以提高水平偶极子的前后比。如上文所述并且如图11所示，这些导电板扩展到所述单元之外，由此使得水平偶极子的前后比匹配于垂直偶极子的前后比。在一个特定实例中，所述导电板扩展到单元之外3cm的位置，其中所述单元的大小是15cm×15cm×13cm。
在这里，我们对图10和图11中所描述的实施例的性能进行了比较并且在图12中给出了比较结果。图10的实施例称为结构1，在这种情况下，偶极子处于单元表面上，其方向性要强于图11的装置(结构2)。而结果则显示出每一个装置都提供了一个完全可以使用的系统。
图12显示的是用于比较独立结构的量度。结构1和2都具有在90°和180°上取平均值的量度。这些结构都具有定向天线，这两个平均值都考虑到了2∶2(假定用于上行链路)和2∶4的MIMO(假定用于下行链路)。分集增益则是为两个单元方向0°和45°给出的。这一点非常有趣，因为独立单元可以放置在处于任何方向的表面上。
我们发现结构1(图10)很有优势，因为它提供了最高平均增益。举例来说，由此可以减轻功率放大器的负担并且转而降低了成本。
在以上参考图10和11所描述的实例中，假设独立单元是作为上行链路上的2∶2型MIMO结构和下行链路上的2∶4型MIMO结构的一部分来进行操作的。换言之，在上行链路上(从八个可用天线中)选择了两个天线，以便向基站上的两个输入端进行传送。而在下行链路上则(从八个可用天线中)选择用户终端上的四个天线，以便接收来自基站的两个输出端的信号。然而，这种结构并不是必需的，在这里也可以将任何n∶m的MIMO结构用于上行链路或下行链路，其中n和m都是大于1的整数。
我们通过使用计算机模拟发现，对图10的方案而言，与使用8个天线中的4个天线的任何组合相反，在使用一种“切换”机制从8个可用天线中选择4个天线单元的最佳组合的时候，可以在载波/干扰中具有2dB的提高。
我们的模拟是假设每一个游牧式用户终端(如图10所示)都处于稠密市区的室内环境中，在这个环境中还包含了其他那些高速数据速率用户。其中一种情形包含了一个网络，该网络具有19个基站，每一个基站具有3个扇区，此外该网络还包含了处于网络中的任意位置并由每一个基站提供服务的1000个用户。
我们还发现，与使用8个天线中的2个天线的任何组合相反，当使用从8个可用天线中选出的2个天线单元的最佳组合的时候，在载波/干扰方面将会得到一个3dB的提高。
由此我们发现，在处于MIMO装置之中的用户终端上，通过在定向天线之间使用切换选择，可以发现载波/干扰电平将会有所提高，此外还可以对包含了空间衰落的情形进行更有效的处理。
在MIMO用户设备上的定向天线之间所进行的切换选择尤其有利于小型用户设备。这样一来，在用户设备安装的天线的特定方向上，用户设备自身的结构通常会妨碍天线方向图。由此很难实现一个标称为全向的方位方向图。例如在一个特定实施例中，我们在个人数字助理(PDA)中提供了4个用于MIMO通信的天线。图13对这种天线装置进行了描述。在这四个天线231～234中，有三个天线231-233通过调整而被整合到折合盖(flap)这类支持结构中。优选地，所述折合盖以可移动方式与PDA相连，这样它会在不用的时候覆盖PDA的显示屏表面。所述折合盖可以调整成围绕PDA一侧或是在其顶部折叠。优选地，所述折合盖会在使用时翻开，由此折合盖与PDA之间的角度大约是90°。然而，这种状况并不是必需的，在折合盖与PDA之间也可以使用任何适当角度，以便提供极化分集。接地平面235则整合到折合盖中并与折合盖中的三个天线231-233共面。此外，第二接地平面236同样整合到PDA自身之中(举例来说，在这里可以通过使用PDA主体中业已存在的电路板来提供这个接地平面，其中所述电路板还提供了PDA的功能)。优选地，与这个第二接地平面相关联的天线234安装在PDA上，由此它会像图13所显示的那样凸出。
优选地，天线231和234是共面伞形单极天线。并且较为优选的是，天线232是以安装在折合盖上的插槽的形式提供的，而天线234则最好是安装在PDA主体上的单极天线。我们发现，PDA的外形会因为模块化而限制天线方向图的全向性。在记忆中，这种情况是通过使用互补定向方向图解决的，其中所述互补定向方向图是结合了PDA主体而被设计的。在一个优选实例中，可以通过调整四个天线来提供图14的定向天线方向图。在这里对图14中的轨迹进行考虑，从任何角度都可以看出，这两个天线方向图提供了良好的信号强度。例如，最初可以选择的是互补方向图391和392(在一个2∶2的MIMO系统中，其中在PDA上是从四个切换天线中选出了其中两个天线)。如果发现信号强度很弱，则可以选择其他方向图393和394。此外，在这里也可以对这两个选择进行测试并且选择最佳天线对。而选择处理会随着时间而不断重复，从而顾及终端位置或环境中的变化。
在这里可以使用本领域已知的任何适当方法来实现上述互补方向图。
应该注意的是，天线切换系统通常会受到指向损耗的影响。这种指向损耗限制了所发现的关于具有切换选择的定向天线系统的载波/干扰电平改进。而其中一种克服这个缺陷的方法是使用一个受到操纵受控的定向系统，其中所述操纵可以借助于机械波束控制或是自适应组合技术来完成。
在上述实例中，通过使用天线选择，可以减少发射或接收要求物的数目。相关的益处则是通过使用自适应组合技术来实现的，其中包括将多个天线单元结合起来，以便产生定向天线波束。在我们先前提交并转让给Nortel Networks的美国专利申请09/975,653中描述了一个实例。在这份文献中我们描述了一种基站天线阵列，其中所述阵列具有六列双极化天线单元。这六列天线单元在方位上具有二分之一的波长间隔。并且其中将两个不允许操纵波束的固定多波束形成器与这个阵列结合使用，由此在这两个极化中的每一个极化上都形成了三个定向天线波束。这个基站天线阵列作用于一个有限扇区，并且同样不适合那些可以在使用中相对于基站而处于任何方向上的游牧或移动用户终端。
依照本发明的另一个方面，我们将一种自适应组合技术与MIMO天线装置结合使用。通过使用自适应组合技术，可以创建定向天线波束，由此可以提高载波/干扰电平，从而增大容量。非常有利的是，在这里也可以借助于电子方式来控制自适应组合方法，从而改变所产生的天线波束的方向。
例如，在图15的实施例中提供了一个具有三个天线单元404的阵列。实质上，这些天线单元是全向的，并且它们是紧密间隔的(也就是说在空间上不存在差别)，此外，这些天线单元还具有极化分集。在这里对这些天线单元404进行自适应组合403，以便产生一对天线波束401、402，这对天线波束具有实质相同的方向和天线方向图，但却具有实际正交的极性。此外在这里还提供了两条接收链路405。非常有利的是，举例来说，这个装置是在一个n∶2的MIMO系统中所使用的用户终端上提供的，其中n是一个值为2或者更大的整数。此外还可以使用任何适当数目的天线单元和天线单元装置来提供两个或更多使用自适应组合的定向天线波束。
为了提供一个MIMO系统，在这里通过调整天线波束而使得这些天线波束各不相同。举例来说，在图15的实施例中，天线波束401、402是极化分集的。然而作为选择，它们也可以采取空间分集或是角度分集。
在这里可以使用任何一种适当类型的自适应组合，例如使用波束形成器或使用相控组合。
对理解了这里所给出的教导的本领域技术人员来说，很明显，在没有失去所寻求的效果的情况下，可以对这里给出的任何范围或设备值进行扩展或改变。
附录A
假设所有接收天线都是独立的，则通过选取任何两个接收天线，这两个信道的多径分量都是不相关的，这意味着对一个稳定处理来说，频率分集增益相对于固定天线的情形而言并未发生变化。本附录通过使用时间上衰落而对天线切换进行分析。应该注意的是，由于在本附录中并未涉及基于时间上衰落和频率分集的天线切换，因此这仅仅是我们能够实现的最小限度。然而，应该注意的是在我们的系统中最显著的有贡献的因素是时间衰落而不是频率选择性衰落。其原因在于我们可以通过使用信道交织器来有效缓解频率选择性衰落效应，但是我们只能通过空间分集(例如天线切换)来有效缓解时间衰落。特别地，这种情况在多普勒效应很低的时候也是成立的，例如在以30千米/小时的速度移动的车辆上。
在这里将P1＞P2＞P3＞P4作为来自四个接收天线的接收功率。于是，通过使用天线切换，来自这两个使用中的天线的平均功率是：
PAS＝E(P1+P2) (10)
在使用固定天线的情况下，这两个天线接收的平均功率是：
PFix=E(2×P1+P2+P3+P44)=E(P1+P2+P3+P42)---(20)]]>
因此，我们可以从天线切换中得到的增益是
PASPFix=E(2P1+P2P1+P2+P3+P4)=2E(11+P3+P4P1+P2)---(30)]]>
=3dB-10log(1+E(P3+P4P1+P2))dB]]>
这意味着我们能够从天线切换中得到的最大增益是3dB，并且这种情况是在接收自两个弱天线的信号相对接收自两个强天线的信号而言可以忽略的时候发生的。应该注意的是，当P1＝P2＝P3＝P4的时候，从等式(30)中计算的增益为0dB，这意味着不能通过从等强天线池中选择天线来获得增益。
在存在瑞利衰落的情况下，可能会非常小。假设E(P3+P4P1+P2)=15,]]>那么增益为2.2dB。
上述结果可以扩展到N＞4个接收天线。在P1＞P2＞......＞PN的情况下，从天线切换中获取的增益可以更新为
PASPFix=E(N2P1+P2Σi=1NPi)=10log(N2)-log(1+E(Σi=3NPiP1+P2))dB---(40)]]>
这意味着增益受限于
PASPFix→10log(N2)(dB)---(50)]]>
如果N＝6，那么增益上限是4.77dB。应该注意的是，这个界限是在(Σi=3NPi)=0]]>的情况下实现的。随着N的递增，由于条件(Σi=3NPi)=0]]>不太可能成立，因此上限10log(N/2)(dB)将会变得越来越宽松。
假设Phigh=limn→∞E(P1)=limn→∞E(P2)]]>并且Pave=limn→∞E(Σi=1NPiN),]]>那么
limn→∞PASPFix=limn→∞E(N2P1+P2Σi=1NPi)=PhighPave---(60)]]>
等式(0)表明，当N→∞的时候，两个选定天线总是捕获到上衰落，因此从天线切换中得到的增益与信道相关衰落的峰值-均值比相等。