同步基站的方法 【技术领域】
本发明涉及移动无线电信系统中同步基站的方法。特别是，本发明涉及用于时分双工(TDD)类型的电信系统的同步基站的方法。该电信系统比如可以是目前正为其草拟一般称作3GPP W-CDMATDD的标准的系统。
背景技术
图1示意了这样的电信系统的无线帧。它包含十五个时隙，其中一些时隙，如IT0、IT1、IT2、IT5、IT6和IT8，用来在下行链路方向(基站到移动终端)中传送数据(广义的数据)，而其他时隙，IT3、IT4、IT7、IT9、IT10、IT11、IT12、IT13和IT14，用来在上行链路方向(移动台到基站)中传送数据。在一个传输时隙中，数据(D)以一序列符号的形式传输。该时隙还包括一个含有允许估计信道的导频符号的训练序列(midamble)(M)、功率控制字(TPC)和保护周期(GP’)。这样的系统中，几个移动终端或基站可在相同的时隙中发送或接收数据。通过码分复用(码分多址＝CDMA)区分连接。从或向不同用户发送的符号都进行了频谱扩展，大约以一个“码片”频率1/Tc进行，其中Tc是基本的传输周期。
因为上行链路方向和下行链路方向中可使用相同的频率，所以确保基站的同步是必需的。这是因为，如果不满足这种情形，则上行链路信道中以高功率发送的第一移动终端会对接近该第一终端的、在下行链路信道中接收数据的第二移动信道产生干扰。W-CDMATDD系统中相邻基站间的同步约束在几微秒(大约5)左右。
为在基站间进行同步，目前的技术现况是已提出了几种方法。按照第一方法，通过装配基站地GPS接收机来达到同步。按照第二方法，首先在初始阶段，如在建立网络或新基站的阶段，进行一个(在几十毫秒，即几万“码片”左右的) 近似同步。这一粗略的初始同步是由网络提供的，或者更准确地说是通过控制几个相邻基站(也称“B节点”) 的无线接入控制器(RNC)来提供。然后通过相邻基站间的无线接口有规则地进行精确同步。该精确同步的目的是尤其要校正相邻基站间排序时钟的任何差异。为实现这一目的，要保留特定时隙用于同步信号的发送和接收。专用于同步的时隙基本包含同步序列(Sync)和保护周期(GP)。就其本身而论，同步是通过对接收序列与发送序列的复制序列进行相关而得到的。该相关是在一个时间窗中进行的，其窗长度由近似同步的精确度容限给出。因而，当基站接收到同步序列并在该窗中检测到相关峰时，其序列可与邻近基站的序列同步。
为了得到可接受的每个符号功率的好的相关精确度，一般使用的同步序列都是较长的(几千“码片”)。保护周期必须比从一个基站到临近基站的传播时间大以便避免接收时同步序列侵占相邻时隙。两基站间的距离比小区半径要大时，保护周期(GP)也要选择成比正常保护周期(GP’)大。该保护周期(GP)还必须考虑帧时钟间的差异。
同步序列应选择具有好的自相关特性，即有非常显著的自相关峰。一般使用的同步序列可从GF(2)上的本原多项式而得，GF(2)是基数为2的Galois域。该序列长度为L，L是2的N次方减1，即L＝2N-1。这种情况特别地是对于在ETSI的工作组TSG-RAN用于同步相邻基站的、题为“Sequences for the cell sync burst(用于小区同步脉冲串的序列)”的报告TSGR1#15(00)0946中提出的所谓的Gold序列。
Gold序列具有好的周期自相关特性(包含重复Gold序列的序列与后者序列的复制的相关没有很大的第二峰)。另一方面，不幸地是这些序列没有这样好的非周期自相关特性(孤立的Gold序列与其复制的相关)。此外，一般使用的相关器在时域中以传统的自适应FIR滤波器形式操作，该滤波器复杂度为O(L)量级，可以非常高。另外，该序列长度的选择被减少，因为它们可以如前所说，只取值2N-1，且截短会导致自相关特性的基本丢失。
【发明内容】
本发明的一个目的是提出一种通过发送具有很好的自相关特性和可能长度的广泛选择的相关序列来同步相邻基站的方法，并且这是为了使相关器的复杂度较低。
本发明由移动无线电信系统中同步基站的一种方法定义，其中第一基站发送一个具有后面跟随着第二序列的第一序列的同步序列，该第一和第二序列从多相互补序列而得，并且至少一个第二基站进行该同步序列与第一序列的复制和第二序列的复制的相关，然后使相关的结果相加以提供同步信息。
优先地，该第一和第二序列是Golay互补序列。
按照第一实施方案，该同步序列包含第一和第二序列周围的保护时间。
按照第二实施方案，该同步序列包含第一序列的周期扩展，其后是第二序列的周期扩展。
按照第三实施方案，第一序列的产生是利用第一Golay序列和第一辅助序列，通过使该第一Golay序列与该第一辅助序列的比特连续相乘来进行。
同样地，第二序列的产生可利用互补于该第一Golay序列的第二Golay序列和第二辅助序列，通过使该第二Golay序列与该第二辅助序列的比特连续相乘来进行。
有利地，第一辅助序列和第二辅助序列都是Golay互补序列。
按照一种变化的实施方案，相关是通过格状滤波进行的。
【附图说明】
上述以及其他的本发明的特征通过阅读与伴随的附图相关的如下描述会更加清楚，这些图中：
图1概念性地示意了W-CDMA TDD类型传输系统的一个传输帧；
图2A示意了本发明的第一实施方案；
图2B示意了本发明的第二实施方案；
图2C示意了本发明的第三实施方案；
图3示意了对本发明的第三实施方案有用的相关器。
【具体实施方式】
基于本发明的总的想法是为同步相邻基站而使用一对互补多相码和更具体地使用一对Golay互补码。在剩余部分的描述当中，针对的不是多相码而是Golay码。然而，很清楚本发明一般地适用于多相码。
这些互补码，如这里所知，具有很显著的特性，即其非周期自相关函数的和是Dirac函数。换句话说，若一对这样的互补码表示为(A，B)，就得到AA(m)+BB(m)＝δ(m)，其中m是时间标号，δ是Kronecker符号，而是非周期自相关函数。
另外，正如在1991年1月出版的Eletronics Letters Vol.27 No.3的219-220页中题为“Efficient pulse compressor for Golaycomplementary sequences(Golay互补序列的有效脉冲压缩器)”的文章中S.Z.Budisin特别描述的那样，相关器可通过具有O(logL)量级而非传统自适应FIR滤波器中的O(L)量级复杂度的格状滤波器来产生。该格状滤波器也称作EGC滤波器，代表有效Golay相关器。EGC滤波器的实施方案的例子在1999年1月出版的IEEE ElectronicsLetters，Vol.35，No.17上B.M.Popovic的题为“Efficient GolayCorrelator(有效Golay相关器)”的文章中给出。
此外，对于给定的授权长度，有几种可能的Golay序列。这是因为Golay序列由生成器码产生，可以看出两个相同长度的不同生成器码产生具有相同长度但也不同的Golay序列。这些序列具有很好的互相关特性(即低的互相关值)，比如允许基站组使用不同的码或者在基站排序的不同时刻再次进行基站的同步。
本发明的第一实施方案示于图2A中。按照这一实施方案，同步序列包括两个时间上复用的Golay互补序列A和B，每个序列的前后有保护时间，如以本申请人的名义于1999年12月30日提交的法国申请FR-A-9916851中描述的那样。这一序列由基站发送而由相邻基站接收。一旦接收到，同步序列就与序列A的复制和序列B的复制相关，两个相关结果相加前，与序列A相关的结果被延迟从而使其在时间上跟与序列B相关的结果对齐，当A和B的复制与对应序列对齐时得到Dirac峰。保护时间GP1、GP2和GP3的出现，是确保相关时在中心为时间对齐位置的时间窗中，序列A和B不与相应的互补复制即分别为B和A相重叠。因而第二相关峰可从序列间的互相关产生而互补复制被逐出该窗。更精确地，若GP2＝2.GP3＝2.GP1＝2.GP，两个相关结果的和在时间对齐位置附近宽度为2.GP的窗中具有孤立的Dirac峰。如上所述，相关有利地由EGC相关器进行。
本发明的第二实施方案示意于图2B中。按照这一实施方案，同步序列包括两个时间上复用的Golay互补序列，每个序列的前后都有周期扩展，正如在以本申请人名义提交的题为“Channel estimationsequence and method of estimating a transmission channel using sucha sequence(信道估计序列和使用这种序列估计传输信道的方法)”的法国申请中所解释的那样。给定序列的周期扩展是对该序列重复而得的周期序列的一个截短。为此，它能将要扩展的序列与对应该序列末尾的前缀和对应该序列开头的后缀连接。图2B概念性地示意了对于两个Golay互补序列A和B的前缀和后缀的连接。同步序列本身包括两个序列因而被扩展为ext(A)和ext(B)。周期扩展产生与保护时间相同的优点，即在特定时间窗中Dirac峰周围没有第二相关峰。更精确地，若前缀和后缀是相同大小且都等于E，则时间对齐位置附近的宽度为2.E的窗中该相关结果的和将具有一个孤立的Dirac峰。如果考虑到同步序列包含完全的周期序列A和B的情况，这就容易理解了。然后与A和B的复制相关产生周期为L的一系列Dirac峰。大小为E的周期扩展等于用时间对齐峰周围的宽度为2.E的窗截短此系列。与前一个实施方案比较，该实施方案的优点是不会引起发射机放大器处序列A和B间的信号功率的突然变化。这种突然变化会产生高频和符号间干扰并且因此使接收时的相关结果降级。
本发明的第三实施方案示意于图2C中。按照这种实施方案，从Golay序列A或B和辅助序列X按构造该分层序列的模式产生复合序列。更精确地，辅助序列X的第一比特被连续地与序列A的所有比特相乘，然后第二序列的第一比特被连续地与序列A的所有比特相乘，等等，并且得到的序列被连接起来。这样一个复合序列表示为A*X，A是基本序列而X是生成器辅助序列。因而Golay互补序列A和B可被相同或不同的辅助序列X、Y相乘，后者自身还能是Golay序列。
设A*X和B*X是由一对长度为L、经大小为E的前缀和后缀扩展的Golay互补序列A、B得到的复合序列。A*X和B*X在时间上复用，且用间隔W隔开。接收到的信号一方面与序列A相关而另一方面与序列B相关。第一相关的结果被延迟(L+2E)+W并与第二相关的结果求和。所得的和是具有一系列被值x0、x1、...、xK调制的周期为L′＝L+2E的Dirac峰的序列R，其中K是序列X的长度，每个峰被宽度为2.E、仅包含零的窗口包围。然后序列R用一个线性响应滤波器进行滤波：
H(z)＝x0+x1·z-L′+…+xK·z-K.L′
滤波后的序列R包含一个在宽度2.E的零窗中间的、高为2.K.L的Dirac峰，这使得可能很容易检测到它。另外，包含时间上复用的序列A*X和B*X的全部序列总长度为2.(L+2.E).K+W，这提供了被允许序列长度的广泛选择。
按照另一种变化的实施方案，产生四个复合序列A*X、A*Y、B*X、B*Y，其中A、B形成第一对扩展或未扩展的Golay互补序列，而X、Y形成充当生成器辅助序列的第二对Golay互补序列。
复合序列在时间上复用并用假定相等且宽W的间隔隔开。序列A和B长度为L′＝L+2.E，其中L是基本序列的长度而E是扩展大小，序列X、Y长度为K。因此总序列长度为4(L+2E)K+3W，这提供了允许序列长度的广泛选择。
现在的变化利用了这样的事实，即有L′对子序列Sm和Sm′形式的互补序列(X，Y)，其中通过对初始总序列分样而得Sm(n)＝(A*X)n.L′+m和Sm′(n)＝(B*X)n.L′+m，m＝0、...、L′-1。不用EGC相关器进行相关，而使用“分层的”相关器，EGC函数相关器的第一级作了如图3所示的修改。
假定该对序列X和Y已通过基本序列s0、...、sk-1按传统方式如下递归地产生，其中K＝2k-1，并且延迟D0′、D1′、...、Dk-1′有Di′=2Pi,]]>其中(P0，P1，…，Pk-1)是集合(0，1，...，k-1)的排列：
X0(i)＝δ(i)；Y0(i)＝δ(i)；
Xn(i)＝Xn-1(i)+sn-1.Xn-1(i-Di′)；Yn(i)＝Yn-1(i)-sn-1.Yn-1(i-Di′)；同样地，假定该对序列A和B由基本序列t0，…，tl-1产生，其中L＝2l-1，并且延迟D0、D1、...、Dk-1有Di=2Pi,]]>其中(P0，P1，…，Pl-1)是集合(0，1，...，l-1)的排列。
该第一相关级进行与序列对X、Y的相关，但不同于传统EGC相关器之处在于为考虑到在样值中的散布，延迟已经乘了一个因子L’。用延迟DXY进行时间对齐后两个相关结果相加，延迟DXY一方面分离序列A*X和A*Y，另一方面分离序列B*X和B*Y。该相关器第二级进行与序列对A、B的相关并且其本身是传统的。相关结果在时间上用延迟DAB对齐并相加，延迟DAB一方面对应于序列A*X和B*X在时间上的差异，另一方面对应于序列A*Y和B*Y在时间上的差异。
这样形成的相关器首先进行步长L’的粗相关，然后进行到抽样步长的精细相关。因为执行运算的数目在O(log(K)+log(L))量级，所以其复杂度低。
尽管上述例子仅有两个序列级和两个相关级，但本发明可直接扩展到任何数目的序列级和对应的分层相关器级。