直流－交流变换装置及交流电供给方法.pdf

本发明的目的是提供一种采用具有带被供给直流电压的中心抽头的初级线圈的变压器，用简单的结构就能极细微地调整提供给负载的电力的逆变器，其特征在于：把直流电源电压提供给中心抽头，在该初级线圈的各端与公共电位点之间设置交替导通的第1、第2半导体开关，对流向负载的电流进行反馈，对各半导体开关进行PWM控制。此外，在初级线圈的中心抽头与两端之间，分别连接电容器与半导体开关的串联电路，通过使这些半导体开关与第1、第2半导体开关同步导通，防止在切换时产生异常高电压。

1.  一种直流—交流变换装置，其特征在于：
具备：
变压器：具有带中心抽头的初级线圈和至少1个次级线圈，上述中心抽头与直流电源的第1电位点连接；
第1半导体开关：连接在上述初级线圈的一端与上述直流电源的第2电位点之间，使电流按第1方向流向上述初级线圈；
第2半导体开关：连接在上述初级线圈的另一端与上述第2电位点之间，使电流按第2方向流向上述初级线圈；
第1电容器与第3半导体开关：串联连接在上述初级线圈的另一端与上述中心抽头之间；
第2电容器与第4半导体开关：串联连接在上述初级线圈的一端与上述中心抽头之间；
电流检测电路：用来检测流向与上述次级线圈连接的负载的电流；
脉冲宽度调制电路：将根据上述电流检测电路的检测电流所形成的反馈信号与三角波信号序列进行比较，产生脉冲宽度调制信号；和
开关驱动信号输出用的逻辑电路：根据上述脉冲宽度调制信号，产生使上述第1半导体开关导通的第1开关驱动信号、使上述第2半导体开关导通的第2开关驱动信号、使上述第3半导体开关导通的第3开关驱动信号、使上述第4半导体开关导通的第4开关驱动信号，
上述第1至第4开关驱动信号按照以下时序产生：上述三角波信号序列的每隔1个三角波信号，使上述第1半导体开关与上述第3半导体开关的第1组半导体开关组和上述第2半导体开关与上述第4半导体开关的第2组半导体开关组交替导通，而且在上述第1组半导体开关组与上述第2组半导体开关组交替导通期间，设置将上述第1至第4半导体开关全部截止的截止期间。

2.  权利要求1所述的直流—交流变换装置，其特征在于：
上述第1及第3半导体开关，在上述三角波信号序列的每隔1个三角波信号的一方顶点的时刻导通，一直继续到其后的三角波信号与上述反馈信号相等为止；
上述第2及第4半导体开关，在与上述三角波信号序列的上述第1及第3半导体开关导通的三角波信号不同的每隔1个三角波信号的一方顶点的时刻导通，一直继续到其后的三角波信号与上述反馈信号相等为止。

3.  权利要求1所述的直流—交流变换装置，其特征在于：
上述第1半导体开关，在上述三角波信号序列的每隔1个三角波信号的一方顶点的时刻导通，一直继续到其后的三角波信号与上述反馈信号相等为止；
上述第2半导体开关，在与上述三角波信号序列的上述第1半导体开关导通的三角波信号不同的每隔1个三角波信号的一方顶点的时刻导通，一直继续到其后的三角波信号与上述反馈信号相等为止；
上述第3半导体开关，比上述第1半导体开关先导通，且在上述第2半导体开关结束导通后的规定时间之后导通，在上述第1半导体开关导通期间继续导通；
上述第4半导体开关，比上述第2半导体开关先导通，且在上述第1半导体开关结束导通后的规定时间之后导通，在上述第2半导体开关导通期间继续导通。

4.  权利要求1至3所述的直流—交流变换装置，其特征在于：
上述第1半导体开关至第4半导体开关是MOS场效应晶体管。

5.  权利要求1至4所述的直流—交流变换装置，其特征在于：
形成可以调整导通时间与截止时间之比的脉冲序列形状的突发控制信号，根据该突发控制信号，产生或停止上述第1至上述第4开关驱动信号。

6.  一种交流电供给方法，向与具有带中心抽头的初级线圈与至少1个次级线圈的变压器的次级线圈连接的负载，供给对直流电源的电源电压进行变换而得到的交流电，其特征在于：
将上述中心抽头与上述直流电源的第1电位点连接；
在上述初级线圈的一端与上述直流电源的第2电位点之间，连接用于使电流按第1方向流向上述初级线圈的第1半导体开关；
在上述初级线圈的另一端与上述直流电源的第2电位点之间，连接使电流按第2方向流向上述初级线圈的第2半导体开关；
在上述初级线圈的另一端与上述中心抽头之间串联连接第1电容器与第3半导体开关；
在上述初级线圈的一端与上述中心抽头之间串联连接第2电容器与第4半导体开关；
由电流检测电路检测流向与上述次级线圈连接的负载的电流；
根据上述电流检测电路的检测电流形成反馈信号，比较该反馈信号与三角波信号序列，产生脉冲宽度调制信号；
根据上述脉冲宽度调制信号，产生使上述第1半导体开关导通的第1开关驱动信号、使上述第2半导体开关导通的第2开关驱动信号、使上述第3半导体开关导通的第3开关驱动信号、使上述第4半导体开关导通的第4开关驱动信号；
上述第1至第4开关驱动信号按照以下时序产生：上述三角波信号序列的每隔1个三角波信号，使上述第1半导体开关与上述第3半导体开关的第1组半导体开关组和上述第2半导体开关与上述第4半导体开关的第2组半导体开关组交替导通，而且在上述第1组半导体开关组与上述第2组半导体开关组交替导通期间，设置将上述第1至第4半导体开关全部截止的截止期间。

直流-交流变换装置及交流电供给方法
技术领域
本发明涉及由电器所附带的电源适配器或电池等直流电源来产生用来驱动负载的交流电压的直流-交流变换装置(以下称为逆变器(inverter))及交流电供给方法。
背景技术
专利文献1：特表2002-500427号公报
专利文献2：特开平6-14556号公报
作为笔记本电脑的液晶监视器和液晶电视影像接收机等的液晶显示器的背照光光源，使用了冷阴极荧光灯(CCFL)。该CCFL比起通常的热阴极荧光灯，具有更高的效率和更长的寿命，而且，省略了热阴极荧光灯所具有的灯丝。
为了起动该CCFL并使其工作，需要高的交流电压。例如，起动电压约为1000v，工作电压约为600v。该高交流电压是使用逆变器从笔记本电脑及液晶电视影像接收机等的直流电源产生的。
以往，作为CCFL用的逆变器，一般采用罗耶(Royer)电路。该罗耶电路由可饱和磁芯变压器、控制晶体管等构成，并根据可饱和磁芯变压器的非线性导磁率、控制晶体管的非线性电流增益特性进行自激振荡。罗耶电路本身并不需要外部时钟和驱动电路。
但是，罗耶电路基本上是固定电压逆变器，在输入电压、负载电流变化的情况下，无法维持固定的输出电压。因此，必须有用来给罗耶电路供电的稳压器。因此，采用罗耶电路的逆变器既难以小型化，而且电力变换效率也低。
已经提出了一种采用中心抽头式变压器的逆变器，该中心抽头式变压器具备向中心抽头供给直流电压的初级线圈和输出交流电压用的次级线圈(参照专利文献1及专利文献2)。
专利文献1的逆变器向初级线圈的中心抽头供给直流电压，在初级线圈的各端和地之间分别具有半导体开关，这些半导体开关交替导通、截止。设置有对供给该逆变器的直流电压进行PWM控制的PWM控制装置。并且，通过PWM控制装置对直流电流进行的控制，由逆变器控制供给负载的电力。
专利文献2的逆变器具备：升压变压器，其具有中心抽头与直流电源连接的初级线圈、输出交流电压用的次级线圈、反馈用的三级线圈；谐振电容器，其连接在该升压变压器的初级线圈的两端之间，与该初级线圈的电感之间构成LC谐振电路；一对半导体开关，它们的一端侧与该谐振电容器的不同的端部分别连接，另一端侧接地，根据三级线圈的输出电压而交替导通、截止；以及连接在该LC谐振电路内的可变电感器。并且，通过控制可变电感器的电感，控制逆变器的输出电压。
采用以往的罗耶电路的逆变器具有难以小型化，而且变换效率低的问题。在专利文献1中，除逆变器之外，还必须有用来对供给该逆变器的直流电压进行PWM控制的PWM控制装置，因此，直流-交流变换装置的整体结构变得复杂，而且难以小型化。此外，在专利文献2的逆变器中，由于具备连接在LC谐振电路内的可变电感器，控制其电感来控制输出电压，所以，结构变得复杂，而且难以小型化。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种用于从直流电源产生驱动负载的交流电压的逆变器，该逆变器采用具有带被供给直流电压的中心抽头的初级线圈的变压器，用简单的结构，就能极细微地调整供给负载的电力。
发明1所述的逆变器，其特征在于：
具备：变压器：具有带中心抽头的初级线圈和至少1个次级线圈，上述中心抽头与直流电源的第1电位点连接；
第1半导体开关：连接在上述初级线圈的一端与上述直流电源的第2电位点之间，使电流按第1方向流向上述初级线圈；
第2半导体开关：连接在上述初级线圈的另一端与上述第2电位点之间，使电流按第2方向流向上述初级线圈；
第1电容器与第3半导体开关：串联连接在上述初级线圈的另一端与上述中心抽头之间；
第2电容器与第4半导体开关：串联连接在上述初级线圈的一端与上述中心抽头之间；
电流检测电路：用来检测流向与上述次级线圈连接的负载的电流；
脉冲宽度调制电路：将根据上述电流检测电路的检测电流所形成的反馈信号与三角波信号序列进行比较，产生脉冲宽度调制信号；和
开关驱动信号输出用的逻辑电路：根据上述脉冲宽度调制信号，产生使上述第1半导体开关导通的第1开关驱动信号、使上述第2半导体开关导通的第2开关驱动信号、使上述第3半导体开关导通的第3开关驱动信号、使上述第4半导体开关导通的第4开关驱动信号，
上述第1至第4开关驱动信号按照以下时序产生：上述三角波信号序列地每隔1个三角波信号，使上述第1半导体开关与上述第3半导体开关的第1组半导体开关组和上述第2半导体开关与上述第4半导体开关的第2组半导体开关组交替导通，而且在上述第1组半导体开关组与上述第2组半导体开关组交替导通期间，设置将上述第1至第4半导体开关全部截止的截止期间。
发明2所述的逆变器，其特征在于：
在发明1所述的逆变器中，上述第1及第3半导体开关，在上述三角波信号序列的每隔1个三角波信号的一方顶点的时刻导通，一直继续到其后的三角波信号与上述反馈信号相等为止；
上述第2及第4半导体开关，在与上述三角波信号序列的上述第1及第3半导体开关导通的三角波信号不同的每隔1个三角波信号的一方顶点的时刻导通，一直继续到其后的三角波信号与上述反馈信号相等为止。
发明3所述的逆变器，其特征在于：
在发明1所述的逆变器中，上述第1半导体开关，在上述三角波信号序列的每隔1个三角波信号的一方顶点的时刻导通，一直继续到其后的三角波信号与上述反馈信号相等为止；
上述第2半导体开关，在与上述三角波信号序列的上述第1半导体开关导通的三角波信号不同的每隔1个三角波信号的一方顶点的时刻导通，一直继续到其后的三角波信号与上述反馈信号相等为止；
上述第3半导体开关，比上述第1半导体开关先导通，且在上述第2半导体开关结束导通后的规定时间之后导通，在上述第1半导体开关导通期间继续导通；
上述第4半导体开关，比上述第2半导体开关先导通，且在上述第1半导体开关结束导通后的规定时间之后导通，在上述第2半导体开关导通期间继续导通。
发明4所述的逆变器，其特征在于：在发明1至3所述的逆变器中，上述第1半导体开关至第4半导体开关是MOS场效应晶体管。
发明5所述的逆变器，其特征在于：在发明1至4所述的逆变器中，形成可以调整导通时间与截止时间之比的脉冲序列形状的突发(burst)控制信号，根据该突发控制信号，产生或停止上述第1至上述第4开关驱动信号。
发明6所述的交流电供给方法，向与具有带中心抽头的初级线圈和至少1个次级线圈的变压器的次级线圈连接的负载，供给对直流电源的电源电压进行变换而得到的交流电，其特征在于：
将上述中心抽头与上述直流电源的第1电位点连接；
在上述初级线圈的一端与上述直流电源的第2电位点之间，连接用来使电流按第1方向流向上述初级线圈的第1半导体开关；
在上述初级线圈的另一端与上述直流电源的第2电位点之间，连接用来使电流按第2方向流向上述初级线圈的第2半导体开关；
在上述初级线圈的另一端与上述中心抽头之间串联连接第1电容器与第3半导体开关；
在上述初级线圈的一端与上述中心抽头之间串联连接第2电容器与第4半导体开关；
通过电流检测电路来检测流向与上述次级线圈连接的负载的电流；
根据上述电流检测电路的检测电流形成反馈信号，比较该反馈信号与三角波信号序列，产生脉冲宽度调制信号；
根据上述脉冲宽度调制信号，产生使上述第1半导体开关导通的第1开关驱动信号、使上述第2半导体开关导通的第2开关驱动信号、使上述第3半导体开关导通的第3开关驱动信号、使上述第4半导体开关导通的第4开关驱动信号；
上述第1至第4开关驱动信号按照以下时序产生：上述三角波信号序列的每隔1个三角波信号，使上述第1半导体开关与上述第3半导体开关的第1组半导体开关组和上述第2半导体开关与上述第4半导体开关的第2组半导体开关组交替导通，而且在上述第1组半导体开关组与上述第2组半导体开关组交替导通期间，设置将上述第1至第4半导体开关全部截止的截止期间。
附图说明
图1是本发明的第1实施方式涉及的逆变器的整体结构图。
图2是图1的逆变器控制用IC的内部结构图。
图3是图1的逆变器的第1例时序图。
图4是表示图3的各定时的工作状态的图。
图5是通过与以往的波形进行对比来说明本发明的作用的波形图。
图6是图1的逆变器的第2例时序图。
图7是表示图6的各定时的工作状态的图。
图8是表示变更了图1的逆变器的主电路结构的另一例的图。
图9是表示变更了图1的逆变器的主电路结构的又一例的图。
图10是表示变更图1的逆变器的主电路结构的再一例的图。
符号说明
TR：带中心抽头的变压器；FL：冷阴极荧光灯；BAT：直流电源；101至104：第1至第4半导体开关；P1、P2、N1、N2：栅极驱动信号；200：逆变器控制用IC；CT：PWM用的三角波信号；Fb：反馈电压；IS：检测电压；BCT：突发用的三角波信号；DUTY：突发用的占空信号。
具体实施方式
以下，参照附图说明本发明的从直流电源产生用于驱动负载的交流电压的逆变器以及交流电供给方法的实施方式。
图1是表示使用具有带中心抽头的初级线圈和次级线圈的绝缘变压器、半导体开关电路来进行PWM控制的本发明的实施方式涉及的逆变器的整体结构的图。图2是表示用于其的逆变器控制用IC的内部结构的图。
在图1中，变压器TR是具有初级线圈107和次级线圈108的绝缘变压器，其中，初级线圈107具有中心抽头T、一端的端子(以下称为第1端子)A和另一端的端子(以下称为第2端子)B，次级线圈108向负载供给交流电。向该变压器TR的中心抽头T供给直流电源电压VCC。该直流电源电压VCC是与作为公共电位点的地之间的电压，该电压由电池电源BAT供给。
作为第1半导体开关的N型MOSFET(以下称为NMOS)101，是用来形成通往变压器TR的初级线圈107的第1方向的电流路径的开关。此外，作为第2半导体开关的NMOS102是用来形成通往变压器TR的初级线圈107的第2方向的电流路径的开关。通过使该NMOS101与NMOS102交替导通，使交变电流流向变压器TR的初级线圈107。
此外，在初级线圈107的中心抽头T和第2端子B之间，连接有第1电容器105和作为第3半导体开关的P型MOSFET(以下称为PMOS)103的串联电路。该PMOS103基本上被控制成与NMOS101同步导通。同样，在初级线圈107的中心抽头T和第1端子A之间，连接有第2电容器106和作为第4半导体开关的PMOS104的串联电路。该PMOS104基本上被控制成与NMOS102同步导通。
这些NMOS101、NMOS102、PMOS103、PMOS104分别具有体二极管(即反向栅极二极管：back gate diode)。通过该体二极管，可以流过与原来的电流路径方向相反的电流。此外，也可以另行设置能发挥与体二极管同样功能的二极管。
直流电源BAT的电源电压VCC通过NMOS101、NMOS102被供给变压器TR的初级线圈107，由其次级线圈108感应出与线圈比相应的高电压。该感应出的高电压被供给作为负载的冷阴极荧光灯FL，使冷阴极荧光灯FL点亮。另外，PMOS103、PMOS104与电容器105、106共同发挥抑制异常峰值过电压、回收回扫能量(flyback energy)等作用。
电容器111、电容器112和电阻117、电阻118共同检测施加于冷阴极荧光灯FL上的电压，反馈给控制器IC200。电阻114、电阻115检测流向冷阴极荧光灯FL的电流，反馈给控制器IC200。此外，电容器111用其电容和变压器TR的电感成分进行谐振，冷阴极荧光灯FL的寄生电容也有助于该谐振。113、116、119、120为二极管。此外，151、152是稳定电源电压用的电容器。
控制器IC200有多个输入输出管脚。第1管脚1P是PWM模式与间歇工作(以下称为突发)模式的切换端子，从外部输入用来决定这些模式的切换及突发模式时的占空比的占空信号DUTY。第2管脚2P是突发模式振荡器(BOSC)的振荡频率设定电容连接端子，连接设定用的电容器131，产生突发用的三角波信号BCT。
第3管脚3P是PWM模式振荡器(OSC)的振荡频率设定电容连接端子，连接设定用的电容器132，产生PWM用的三角波信号CT。第4管脚4P是第3管脚3P的充电电流设定电阻连接端子，连接设定用的电阻133，使与该电位RT和电阻值相应的电流流过。第5管脚5P是接地端子，处于地电位GND。
第6管脚6P是第3管脚3P的充电电流设定电阻连接端子，连接设定用的电阻134，根据内部电路的控制，使该电阻134并联连接设定用的电阻133或与其分离，该电位SRT是地电位GND或第4管脚4P的电位RT。第7管脚7P是定时器锁存设定电容连接端子，连接用来决定内部的保护工作用的工作时限的电容器135，产生与电容器135的电荷相应的电位SCP。
第9管脚9P经过电阻140输入与流向冷阴极荧光灯FL的电流相应的电流检测信号(以下称为检测电流)IS，输入至第1误差放大器。第8管脚8P是第1误差放大器输出端子，在该第8管脚8P和第9管脚9P之间连接着电容器136。第8管脚8P的电位成为反馈电压FB，成为用于PWM控制的控制电压。以下，如未特别声明，各电压均以地电位为基准。
第10管脚10P经过电阻139输入与施加在冷阴极荧光灯FL上的电压相应的电压检测信号(以下称为检测电压)VS，输入至第2误差放大器。在第10管脚10P和第8管脚8P之间连接着电容器137。
第11管脚11P是起动及起动时间设定端子，通过电阻143和电容器142施加使起动信号ST延迟、抑制噪声的信号STB。第12管脚12P是缓慢起动设定电容连接端子，与地之间连接着电容器141，产生起动时渐渐上升的缓慢起动用的电压SS。
第13管脚13P是同步用的端子，在和其它控制器IC协同工作的情况下，与其它控制器IC相连接。第14管脚14P是内部时钟输入输出端子，在和其它控制器IC协同工作的情况下，与其它控制器IC相连接。
第15管脚15P是外接FET驱动电路的地端子。第16管脚16P是输出NMOS101的栅极驱动信号N1的端子。第17管脚17P是输出NMOS102的栅极驱动信号N2的端子。第18管脚18P是输出PMOS104的栅极驱动信号P2的端子。第19管脚19P是输出PMOS103的栅极驱动信号P1的端子。第20管脚20P是输入电源电压VCC的电源端子。
在示出了控制器IC200的内部结构的图2中，OSC模块201产生根据连接第3管脚3P的电容器132和连接第4管脚4P的电阻133、134所决定的PWM三角波信号CT，供给PWM比较器214，同时产生内部时钟并供给逻辑模块203。
BOSC模块202是突发用的三角波信号振荡电路，产生根据连接第2管脚2P的电容器131所决定的突发用的三角波信号BCT。BCT频率被设定成远远低于CT频率(BCT频率＜CT频率)。用比较器221对供给第1管脚1P的模拟(直流电压)的占空信号DUTY和三角波信号BCT进行比较，用该比较输出经过或电路(OR电路)239来驱动NPN晶体管(以下称为NPN)234。另外，在把数字(PWM形式)的占空信号DUTY供给第1管脚1P的情况下，将电阻连接在第2管脚2P上，从BOSC模块202产生突发用的规定电压。
逻辑模块203输入PWM控制信号等，根据规定的逻辑产生开关驱动信号，经过输出逻辑模块204，将栅极驱动信号P1、P2、N1、N2，施加至PMOS103、104、NMOS101、102的栅极。
缓慢起动模块205被输入起动信号ST，在作为通过电容器142、电阻143而缓缓上升的电压STB的比较器217的输入超越其基准电压Vref6时，根据比较器217的输出进行起动。比较器217的输出可以驱动逻辑模块203。另外，249是反转电路。此外，根据比较器217的输出，经过或电路243而复位触发器(flip-flop)(FF)电路242。如果起动模块205起动，则缓慢起动电压SS渐渐上升，作为比较输入，输入至PWM比较器214。因此，起动时，PWM控制是根据缓慢起动电压SS进行的。
另外，在起动时，比较器216在输入超过基准电压Vref5的时刻，通过或电路247，将NMOS246截止。由此，将电阻134切离，变更PWM用的三角波信号CT的频率。此外，或电路247还输入比较器213的输出。
将与冷阴极荧光灯FL的电流成比例的检测电流IS输入第1误差放大器211，与基准电压Vref2(例如为1.25v)进行比较，根据与该误差相应的输出，控制与定电流源I1连接的NPN235。该NPN235的集电极连接到第8管脚8P，该连接点的电位成为反馈电压FB，作为比较输入被输入至PWM比较器214。
在PWM比较器214中，对三角波信号CT、反馈电压FB或缓慢起动电压SS中较低的一方的电压进行比较，产生PWM控制信号，通过与电路(AND电路)248供给逻辑模块203。在起动结束后的稳定状态下，比较三角波信号CT与反馈电压FB，进行自动控制，使所设定的电流流向冷阴极荧光灯FL。
另外，由于在第8管脚8P和第9管脚9P之间，连接有电容器136，所以，反馈电压FB会缓慢增加或减少。因此，能顺利地进行PWM控制而不会造成冲击。
与冷阴极荧光灯FL的电压成比例的检测电压VS被输入第2误差放大器212中，与基准电压Vref3(例如为1.25v)进行比较，根据与该误差相应的输出，控制NPN238，该NPN238具有双集电极的一方与定电流源11连接的双集电极结构。由于该NPN238的集电极也连接第8管脚8P，所以，通过检测电压VS，也可控制反馈电压FB。另外，如果反馈电压FB超过基准电压Vref1(例如为3v)，则PNP晶体管(以下称为PNP)231导通，限制反馈电压FB过度上升。
比较器215对用电阻240、241对电源电压VCC进行分压所得到的电压与基准电压Vref7(例如为2.2v)进行比较，在电源电压VCC达到规定值的时刻将其输出反转，经过或电路243复位FF电路242。
比较器218对缓慢起动电压SS与基准电压Vref8(例如为2.2v)进行比较，如果电压SS增大，则经过与电路244及或电路239将NPN234导通。通过NPN234的导通，使二极管232被电流源I2反向偏压，其结果可使第1误差放大器211正常动作。
比较器219，如果双集电极的另一方连接定电流源I3的NPN238被第2误差放大器212导通，则其电压比基准电压Vref9(例如为3.0v)低，比较输出反转。比较器220对反馈电压FB和基准电压Vref10(例如3.0V)进行比较，如果反馈电压FB变高，则比较输出反转。经过或电路245，将比较器219、220的输出及比较器218的输出的反转信号施加于定时器模块206，测量规定时间并输出。根据此定时器模块206的输出，设定FF242，根据该FF电路242的Q输出，停止逻辑模块203的动作。
接着，关于PWM控制及其突发控制，对上述构成的逆变器的动作进行说明。
在占空信号DUTY超过突发用的三角波信号BCT的期间(ON DUTY)进行PWM控制。另一方面，在占空信号DUTY低于突发用的三角波信号BCT的期间(OFF DUTY)，停止PWM控制，停止向冷阴极荧光灯FL供给电力。
PWM用的三角波信号CT的频率例如为50kHz，由于用频率例如为150Hz的三角波信号BCT对其进行突发控制，所以，在视觉上不会有任何问题。并且，通过对占空信号DUTY的大小进行控制，仅通过PWM控制就能超越可供给冷阴极荧光灯FL的范围，能够在更大范围内进行电力供给，即，进行光量的控制。
如果更具体地观察电路动作，则在占空信号DUTY低于突发用的三角波信号BCT的期间，比较器221的输出处于低(L)电平，NPN234截止。
由此，二极管232被定电流源I2正向偏压，第1误差放大器211的输入变成较高的值，NPN晶体管235被导通，反馈电压FB被限制在低电压。
PWM比较器214对2个负(-)输入中较低一方的电压和正(+)的三角波信号CT进行比较。因此，在该情况下，不输出PWM控制信号。
接着，如果占空信号DUTY超过突发用的三角波信号BCT，则NPN234导通，二极管232被反向偏压而截止。此时，由于检测电压IS位于较低的值，所以，第1误差放大器211产生与所输入的检测电压IS相应的输出，控制NPN235的导通度。该NPN235的集电极电压，即，反馈电压FB由于连接在第8、第9管脚间的电容器136的作用而缓缓上升，达到与原来的反馈相应的稳定值。由此，由PWM比较器214将PWM控制信号供给逻辑模块203，输出栅极驱动信号P1至N2，对NMOS101、102进行PWM控制，与其同步，控制PMOS103、104。
参照图3的第1例的时序图及图4的各定时的动作状态，对PWM控制时的逻辑模块203、输出模块204中的栅极驱动信号P1至N2的形成模块进行详细说明。此外，参照图5的波形图对本发明的作用进行说明。
根据脉冲宽度调制信号，即，PWM用的三角波信号CT和反馈电压FB，从输出模块204输出：驱动作为第1半导体开关的NMOS101的第1栅极驱动信号N1；驱动作为第2半导体开关的NMOS102的第2栅极驱动信号N2；驱动作为第3半导体开关的PMOS103的第3栅极驱动信号P1；以及驱动作为第4半导体开关的PMOS104的第4栅极驱动信号P2。
这些栅极驱动信号P1至N2是按照如下时序产生的：三角波信号序列CT的每隔1个三角波信号，使NMOS101与PMOS103的第1组半导体开关组和NMOS102与PMOS104的第2组半导体开关组交替导通，而且在第1组半导体开关组与第2组半导体开关组交替导通期间，设置将NMOS101至PMOS104全部截止的截止期间。
具体来说，NMOS101及PMOS103在三角波信号序列CT的每隔1个三角波信号的一方顶点(但在比反馈信号FB低的一侧)的时刻导通，一直继续到其后的三角波信号与反馈信号FB相等为止。此外，NMOS102及PMOS104，在三角波信号序列CT的与NMOS101及PMOS103导通的三角波信号不同的每隔1个三角波信号的一方顶点(但比反馈信号FB低的一侧)的时刻导通，一直继续到其后的三角波信号与反馈信号FB相等为止。
在图3的区间i中，栅极驱动信号N1是H电平，NMOS101导通，在初级线圈107中，电流从直流电源BAT(电源电压VCC)按第1方向从中心抽头T通过第1端子A流动。该状态如图4(a)所示。此外，栅极驱动信号P1位于L电平，由于PMOS103导通，所以，从中心抽头T开始，形成由另一端侧端子(以下称第2端子)B的初级线圈107、第1电容器C1和PMOS103所组成的回路，电流按图示箭头方向流动。第1端子A的电压(以下称为A点电压)Va为地电压GND。
到了区间ii，则栅极驱动信号N1变成L电平，栅极驱动信号P1变成H电平，NMOS101至PMOS104全部截止。该状态如图4(b)所示。在该区间ii中，由于变压器TR的存储能量，第1方向的电流经过NMOS102的体二极管、第2端子B、中心抽头T流向直流电源BAT(电源电压VCC)。另一方面，同样，由于变压器TR的存储能量，电流在第2电容器106、PMOS104的体二极管、中心抽头T、第1端子A的回路中流动。在该状态下，A点电压在电源电压VCC的2倍上加上由体二极管产生的电压降Vf，变成2×VCC+Vf。
如果到了区间ii的后半部分，由变压器TR的存储能量所产生的第1方向的电流为零，则作为区间ii’如虚线所示，A点电压Va变成电源电压VCC。如此，有时候在当脉冲宽度调制信号的占空系数(duty factor)较小时，即，栅极驱动信号P1至N2的导通信号期间较短时，产生电流成为零的状态。在该情况下，在切换初级线圈107的电流方向之前，流向初级线圈107的电流形成零的状态。
在区间iii中，栅极驱动信号N2是H电平，NMOS102导通，在初级线圈107中，电流从直流电源BAT(电源电压VCC)按第2方向从中心抽头T通过第2端子B流动。该状态如图4(c)所示。此外，由于栅极驱动信号P2是L电平，PMOS104导通，所以，从中心抽头T开始，形成由第1端子A的初级线圈107、第2电容器106和PMOS104所组成的回路，电流向图示的箭头方向流动。A点电压Va是电源电压VCC的2倍(2×VCC)。
到了区间iv，栅极驱动信号N2变成L电平，栅极驱动信号P2变成H电平，NMOS101至PMOS104全部截止。该状态如图4(d)所示。在此区间iv中，由于变压器TR的存储能量，第2方向的电流通过NMOS101的体二极管、第1端子A、中心抽头T流向直流电源BAT(电源电压VCC)。另一方面，同样，由于变压器TR的存储能量，电流在第1电容器105、PMOS103的体二极管、中心抽头T、第2端子B的回路中流动。在该状态下，A点电压Va是仅比地电压低了由体二极管所产生的电压降Vf的电压，即-Vf。
到了区间iv的后半部分，如果由变压器TR的存储能量所产生的第2方向的电流为零，则和在区间ii’同样，作为区间iv’，如虚线所示，A点电压Va变成电源电压VCC。另外，第2端子B的B点电压在各区间i至iv中，与A点电压Va相反。
图5是A点电压Va、和流向冷阴极荧光灯FL的负载电流Io的特性的测定图。图5(a)是图1的第1实施方式的A点电压Va与负载电流Io，图5(b)是在图1中不设置PMOS103和第1电容器105的串联电路、以及PMOS104和第2电容器106的串联电路的情况下的A点电压Va与负载电流Io。
在示出了本发明的特性的图5(a)中，A点电压Va的上限是在电源电压VCC的2倍电压上加上体二极管所产生的电压降Vf的电压(2×VCC+Vf)。而在示出了不设置PMOS103、104与第1电容器105、106的串联电路的情况下的特性的图5(b)中，A点电压Va在进入区间ii时，产生非常高的尖峰状的异常电压Vpeak。测定到该异常电压Vpeak达到电源电压VCC的5至6倍。
在产生该异常电压Vpeak的情况下，必须使用能承受该异常电压Vpeak的高耐压设计的元件，此外，该异常电压Vpeak会成为周围的噪声产生源。
在本发明中，在初级线圈107的中心抽头T与两端A、B之间，设置PMOS103、104与电容器105、106的串联电路。并且，使PMOS103、104和NMOS101、102按照规定的关系同步导通。由此，用简单的结构，就能够极细微地调整对负载的电力供给，同时也能够防止在切换时产生异常高电压，且能够用耐压较低的电路元件构成逆变器。此外，由于还进行回扫能量的回收，所以，电力转换效率也提高。
图6是图1的本发明的实施方式涉及的逆变器中的第2例的时序图，其中PMOS103、104导通的定时不同于图3的时序图。图7是表示图6的各定时的动作状态的图。
该图6与图3中，只有PMOS103、PMOS104导通的定时是不同的，其它相同。
在图6中，由栅极驱动信号N1所驱动的NMOS101，在三角波信号序列CT的每隔1个三角波信号的一方顶点的时刻导通，一直继续到其后的三角波信号与反馈信号FB相等为止。
由栅极驱动信号N2所驱动的NMOS102，在与NMOS101导通的三角波信号不同的每隔1个三角波信号的一方顶点的时刻导通，一直继续到其后的三角波信号与反馈信号FB相等为止。
PMOS103比NMOS101先导通，而且在NMOS102结束导通之后经规定时间Toff后导通，在NMOS101导通期间继续导通。
PMOS104比NMOS102先导通，而且在NMOS101结束导通之后经规定时间Toff后导通，在NMOS102导通期间继续导通。
规定时间Toff是为了确保NMOS101、102、PMOS103、104全部截止的期间而设置的。在区间ii中，经过规定时间Toff之后，PMOS104导通。此外，在区间iv中，经过规定时间Toff之后，PMOS103导通。
该状态如图7(b)、(d)所示，PMOS104、103在初期阶段的期间Toff中截止，电流通过其体二极管而流动，在期间Toff之后导通。
如此，通过在NMOS101、102导通之前，使PMOS103、104导通，能够缩短电流流过PMOS103、104的体二极管的期间，降低与该电压降Vf相应的损失。
图8至图9是表示变更了图1中的逆变器的主电路结构的另一实施方式的图。
图8是使作为第3半导体开关的PMOS103与第1电容器105的串联电路的连接顺序、以及作为第4半导体开关的PMOS104与第2电容器106的串联电路的连接顺序与图1相反的图。根据该图8的主电路结构，也可以同样进行逆变器的动作。
图9是采用NMOS作为图8的第3半导体开关103、以及第4半导体开关104的图。根据该构成，由于能够将第1至第4半导体开关101至104全部做成NMOS，所以，能够构成在价格、面积等方面更为有效的逆变器。在该情况下，伴随着将第3半导体开关103、第4半导体开关104做成NMOS，从逆变器控制用IC200供给栅极驱动信号N3、N4，该栅极驱动信号N3、N4用于以与图3及图6同样的定时适当驱动第3及第4半导体开关103、104。
图10中，变压器TR的中心抽头T与作为公共电位点的地连接。从电池电源BAT供给的电源电压VCC，经过作为第1半导体开关NMOS101连接到第1端子A，形成通往变压器TR的初级线圈107的第1方向的电流路径。此外，直流电源电压VCC经过作为第2半导体开关的NMOS102，连接到第2端子B，形成通往变压器TR的初级线圈107的第2方向的电流路径。
此外，在初级线圈107的中心抽头T与第2端子B之间，连接第1电容器105和作为第3半导体开关的NMOS103的串联电路。同样，在初级线圈107的中心抽头T与第1端子A之间，连接第2电容器106和作为第4半导体开关的NMOS104的串联电路。
这些第1至第4半导体开关101至104，与图1中的第1至第4半导体开关101至104同样进行导通及截止。另外，在图10中，可以将第1、第2半导体开关101、102分别做成PMOS。
在该图10的情况下，也能从逆变器控制用IC200供给栅极驱动信号N3、N4，该栅极驱动信号N3、N4用于以与第3图及第6图同样的定时适当驱动第1至第4半导体开关101至104。
在以上说明中，对采用MOSFET作为第1至第4半导体开关进行了说明。作为该第1至第4半导体开关，可以是根据驱动信号进行导通、截止并具有体二极管的半导体开关，或者也可以是另外在开关上设置了能发挥与体二极管同样功能的二极管的半导体开关。
根据本发明，在从直流电源产生用来驱动负载的交流电压的逆变器中，采用具有带被供给直流电源电压的中心抽头的初级线圈的变压器，在该初级线圈的各端与公共电位点之间设置交替导通的第1、第2半导体开关，通过对流向负载的电流进行反馈并对各半导体开关进行脉冲宽度调制(PWM)控制，用简单的结构，就可以极细微地调整供给负载的电力。
此外，在初级线圈的中心抽头与两端之间，连接第1电容器与第3半导体开关的串联电路以及第2电容器与第4半导体开关的串联电路，通过使这些第3、第4半导体开关与第1、第2半导体开关同步导通，防止在切换时产生异常高电压。由此，可以使用耐压较低的电路组件来构成逆变器。
此外，通过采用MOS晶体管作为半导体开关，可以有效地利用其体二极管(亦即反向栅极二极管)的作用。
此外，通过在第1、第2半导体开关导通之前，使第3、第4半导体开关导通，可以缩短电流在半导体开关的体二极管中流动的期间，降低与该电压降相应的损失。
此外，通过与脉冲宽度调制控制同时进行可调整导通时间与截止时间之比的控制，可以超越脉冲宽度调制控制的限制，大范围地调整供给负载的电力。