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反向链路干扰消去
    本申请是申请日为 2006 年 8 月 52 日申请号为第 200680039186.5 号发明名称为 “反向链路干扰消去” 的中国专利申请的分案申请。
     在 35U.S.C.§119 下的优先权要求
     本申请要求四个共同受让的美国临时申请的优先权 —— 2005 年 8 月 22 日提交 的题为 “A METHOD TO REMOVE REVERSE LINK INTER-CELL INTERFERENCE( 除去反向链路 蜂窝小区间干扰的方法 )” 的美国临时申请 No.60/710,405 ； 2005 年 8 月 22 日提交的题为 “A METHOD OF INTERFERENCE CANCELLATION( 干扰消去方法 )” 的 No.60/710,370 ； 2005 年 8 月 31 日提交的题为 “REVERSE LINK INTER-CELL INTERFERENCE CANCELLATION( 反向链 路蜂窝小区间干扰消去 )” 的 No.60/713,549 ； 以及 2005 年 8 月 31 日提交的题为 “SYSTEM WITH MULTIPLE SIGNAL RECEIVING UNITS AND A CENTRAL PROCESSOR WITH INTERFERENCE CANCELLATION( 具有干扰消去特征的有多个信号接收单元和一中央处理器的系统 )”的 No.60/713,517， 上述这些申请被整体援引纳入于本文中。
     领域
     本发明一般涉及无线通信系统， 尤其涉及无线通信系统中的干扰消去。
     背景
     通信系统可提供诸基站与诸终端之间的通信。 前向链路或即下行链路是指从基站 到接入终端的传输。反向链路或即上行链路是指从接入终端到基站的传输。每一接入终端 在给定时刻取决于其是否活跃以及是否处于软换手中， 可于前向和反向链路上与一个或多 个基站通信。
     附图简要说明
     从以下随附图阐述的具体说明， 本申请的特征、 本质、 以及优势将可更加明确。相 同的附图标号和标记可标示相同或相似的对象。
     图 1 图解了一种具有数个基站和数个接入终端的无线通信系统。
     图 2 图解了可在图 1 的接入终端处实现的发射机结构和 / 或过程的一个示例。
     图 3 图解了可在图 1 的基站处实现的接收机过程和 / 或结构的一个示例。
     图 4 图解了基站接收机过程或结构的另一个实施例。
     图 5 图解了在图 1 的系统中三个用户的功率分配的一个一般化的示例。
     图 6 图解了为具有相等发射功率的用户实现帧异步话务干扰消去而作的均匀时 间偏移分布的一个示例。
     图 7 图解了反向链路数据分组使用的交织结构以及前向链路自动重复请求信道。
     图 8 图解了横跨一完整的 16 时隙分组的存储器。
     图 9A 图解了一种话务干扰消去方法， 举一例而言是具有无延迟解码特征的顺序 干扰消去 (SIC) 方法。
     图 9B 图解了一种执行图 9A 的方法的装置。
     图 10 图解了在对已解码的子分组作干扰消去的情况下一股交织中相继的子分组 到达之后的接收机采样缓冲。
     图 11 图解了一种开销信道结构。
     图 12A 图解了一种首先执行导频 IC(PIC) 然后一并执行开销 IC(OIC) 和话务 IC(TIC) 的方法。
     图 12B 图解了一种执行图 12A 的方法的装置。
     图 13A 图解了图 12A 中的方法的一种变体。
     图 13B 图解了一种执行图 13A 的方法的装置。
     图 14A 图解了一种执行联合式 PIC、 OIC 和 TIC 的方法。
     图 14B 图解了一种执行图 14A 的方法的装置。
     图 15A 图解了图 14A 中的方法的一种变体。
     图 15B 图解了一种执行图 15A 的方法的装置。
     图 16 图解了一种传输系统模型。
     图 17 图解了组合式传送和接收滤波的示例响应。
     图 18A 和 18B 图解了基于三个 RAKE 耙指中的每一个处估计的多径信道的一个信 道估计 ( 实和虚分量 ) 的示例。
     图 19A-19B 图解了基于 RAKE 耙指和用数据码片所作的解扩的各改善的信道估计 的示例。 图 20A 图解了一种用于在 RAKE 耙指延迟处以重新生成的数据码片来解扩的方法。
     图 20B 图解了一种执行图 20A 的方法的装置。
     图 21A 和 21B 图解了使用在码片 ×2 解析度下均匀间隔开的采样来估计复合信道 的一个示例。
     图 22A 图解了一种使用重新生成的数据码片在均匀的解析度下估计复合信道的 方法。
     图 22B 图解了一种执行图 22A 的方法的装置。
     图 23 图解了一种在固定开销子信道增益下的闭环功率控制及增益控制。
     图 24 图解了图 23 的一种变体。
     图 25 图解了在固定开销子信道增益下的功率控制的一个示例。
     图 26 除了具有开销增益控制以外其他与图 24 相似。
     图 27 图解了具有唯 DRC 开销增益控制的图 26 的一种变体。
     图 28 图解了 rake 接收机内的采样缓冲器和耙指处理器。
     图 29 图解了配置成共享已解码数据以进行反向链路蜂窝小区间干扰消去的多个 基站。
     图 30 图解了一种使多个基站共享已解码数据以进行反向链路蜂窝小区间干扰消 去的方法。
     图 31 图解了基站内配置成共享已解码数据以进行反向链路干扰消去的多个处理 单元。
     图 32 图解了一种具有多个信号接收单元和一中央处理器的配置成执行干扰消去 的系统。
     图 33 图解了一种使用图 32 的系统的方法。
     图 34 图解了图 32 的控制处理器中的收到采样缓冲的一个示例。
     具体说明
     本文中描述的任何实施例并非必然优于或胜过其他实施例。 尽管附图中给出了本 公开的各个方面， 但是这些附图并非必然是按比例绘制或者绘制成包括一切的。
     图 1 图解了无线通信系统 100， 其包括系统控制器 102、 基站 104A-104B、 以及多个 接入终端 106A-106H。 系统 100 可具有任意数目个控制器 102、 基站 104、 以及接入终端 106。 下面描述的本公开的各个方面和实施例可在系统 100 中实现。
     接入终端 106 可以是移动的或静止的， 并且可散布在图 1 的通信系统 100 中各处。 接入终端 106 可被连接到或实现在诸如膝上型个人计算机等的计算设备中。替换地， 接入 终端可以是诸如个人数字助理 (PDA) 等的自含式数据设备。接入终端 106 可指各种类型 的设备， 诸如有线电话、 无线电话、 蜂窝电话、 膝上型计算机、 无线通信个人计算机 (PC) 卡、 PDA、 外置或内置调制解调器等等。 接入终端可以是藉由通过无线信道或通过有线信道—— 例如使用光纤或同轴电缆——通信来给用户提供数据连通性的任意设备。 接入终端可以有 各种名称， 诸如移动站、 接入单元、 订户单元、 移动设备、 移动终端、 移动单元、 移动电话、 移 动台、 远程站、 远程终端、 远程单元、 用户设备、 用户装备、 手持式设备等等。
     系统 100 为数个蜂窝小区提供通信， 其中每一蜂窝小区由一个或多个基站 104 服 务。 基站 104 也可称为基站收发机系统 (BTS)、 接入点、 接入网络的一部分、 调制解调器群收 发机 (MPT)、 或 B 节点。接入网络是指提供分组交换数据网络 ( 例如， 因特网 ) 与诸接入终 端 106 之间的数据连通性的网络装备。 前向链路或即下行链路是指从基站 104 到接入终端 106 的传输。反向链路 (RL) 或即上行链路是指从接入终端 106 到基站 104 的传输。
     基站 104 可使用从一组不同的数据率中选择的一个数据率来向接入终端 106 传送 数据。接入终端 106 可测量基站 104 所发送的导频信号的信噪干扰比 (SINR) 并确定基站 104 向该接入终端 106 传送数据的理想数据率。接入终端 106 可向基站 104 发送数据请求 信道或数据率控制 (DRC) 消息以向基站 104 通知此理想的数据率。
     系统控制器 102( 也称为基站控制器 (BSC)) 可提供对诸基站 104 的协调和控制， 并可进一步对将呼叫经由基站 104 路由到诸接入终端 106 进行控制。系统控制器 102 可进 一步经由移动交换中心 (MSC) 被耦合到公共交换电话网 (PSTN) 以及经由分组数据服务节 点 (PDSN) 耦合到分组数据网络。
     通信系统 100 可使用一种或多种通信技术， 诸如码分多址 (CDMA)、 IS-95、 也称高 数据率 (HDR) 的如在 “cdma2000 高速率分组数据空中接口规范” TIA/EIA/IS-856 中载明的 高速率分组数据 (HRPD)、 CDMA 1x 演进数据优化 (EV-DO)、 1xEV-DO、 宽带 CDMA(WCDMA)、 全球 移动电信系统 (UMTS)、 时分同步 CDMA(TD-SCDMA)、 正交频分复用 (OFDM) 等。下面描述的示 例提供详情以便清楚理解。本文中给出的理念也可应用于其他系统， 并且本发明的示例并 非意味着限定本申请。
     图 2 图解了可在图 1 的接入终端 106 处实现的发射机结构和 / 或过程的一个示例。 图 2 中所示的功能和组件可由软件、 硬件、 或软件与硬件的组合来实现。可向图 2 添加其他 功能以作为图 2 中所示的功能的补充或替代。
     数据源 200 向编码器 202 提供数据， 后者使用一种或多种编码方案来编码数据比 特以提供经编码的数据码片。每一种编码方案可包括一种或多种类型的编码， 诸如循环冗
     余校验 (CRC)、 卷积编码、 Turbo 编码、 块编码、 其他类型的编码、 或完全无编码。其他编码方 案可包括自动重复请求 (ARQ)、 混合式 ARQ(H-ARQ)、 以及增量冗余重复技术。不同类型的数 据可用不同的编码方案来编码。交织器 204 交织已编码的数据比特以对抗衰落。
     调制器 206 调制已编码、 交织的数据以生成经调制的数据。调制技术的示例包括 二进制相移键控 (BPSK) 和正交相移键控 (QPSK)。 调制器 206 还可重复已调制数据序列， 或 者码元穿孔单元可穿孔码元中的数个比特。调制器 206 还可用 Walsh 覆盖 ( 即， Walsh 码 ) 扩展已调制数据以形成数据码片。调制器 206 还可将数据码片同导频码片和 MAC 码片时分 复用以形成码片流。调制器 206 还可使用伪随机噪声 (PN) 扩展器以一个或多个 PN 码 ( 例 如， 短码、 长码 ) 来扩展此码片流。
     基带 - 射频 (RF) 转换单元 208 可将基带信号转换成 RF 信号供经由天线 210 在无 线通信链路上向一个或多个基站 104 传送。
     图 3 图解了可在图 1 的基站 104 处实现的接收机过程和 / 或结构的一个示例。图 3 中所示的功能和组件可由软件、 硬件、 或软件与硬件的组合来实现。可向图 3 添加其他功 能以作为图 3 中所示的功能的补充或替代。
     一个或多个天线 300 接收来自一个或多个接入终端 106 的反向链路已调制信号。 多个天线可提供对抗诸如衰落等的有害路径效应的空间分集。 每一接收到的信号被提供给 相应各接收机或即 RF- 基带转换单元 302， 后者调理 ( 例如， 滤波、 放大、 下变频 ) 并数字化 接收到的信号以生成该收到信号的数据采样。 解调器 304 可解调这些接收到的信号以提供恢复出的码元。对于 cdma2000， 解调 通过 (1) 信道化经解扩的采样以将接收到的数据和导频离析或信道化到其各自的码信道 上， 以及 (2) 用恢复出的导频来相干解码经信道化的数据以提供已解调数据。解调器 304 可包括用于存储关于所有用户 / 接入终端的收到信号的采样的收到采样缓冲 312( 也称联 合前端 RAM(FERAM) 或采样 RAM)、 用于解扩和处理多个信号实例的 rake 接收机 314、 以及已 解调码元缓冲 316( 也称后端 RAM(BERAM) 或已解调码元 RAM)。 可以有多个已解调码元缓冲 316 以对应于这多个用户 / 接入终端。
     解交织器 306 解交织来自解调器 304 的数据。
     解码器 308 可解码此已解调数据以恢复出由接入终端 106 传送的已解码的数据比 特。已解码的数据可提供给数据阱 310。
     图 4 图解了基站接收机过程或结构的另一个实施例。在图 4 中， 成功解码出的用 户的数据比特被输入到干扰重构单元 400， 此单元 400 包括编码器 402、 交织器 404、 调制器 406、 和滤波器 408。编码器 402、 交织器 404、 以及调制器 406 可以与图 2 的编码器 202、 交 织器 204、 以及调制器 206 相似。滤波器 408 在 FERAM 解析度下形成已解码出的用户的采 样——例如从码片率变为 2× 码片率。已解码出的用户对 FERAM 的贡献随即从 FERAM 312 中移除或消去。
     尽管下面描述了基站 104 处的干扰消去， 但是本文中的概念也可被应用于接入终 端 106 或是通信系统中的任何其他组元。
     话务干扰消去
     CDMA 反向链路的容量可能受到诸用户之间的干扰的限制， 因为不同用户所传送的 信号在 BTS 104 处不是正交的。因此， 降低诸用户之间的干扰的技术将会提高 CDMA 反向链
     路的系统性能。在此描述了用于高效率地实现针对诸如 cdma2000 1xEV-DO 修订版 A 等的 高级 CDMA 系统的干扰消去的技术。
     每一 DO 修订版 A 的用户传送话务、 导频、 以及开销信号， 所有这些将会对其他用户 造成干扰。如图 4 中所示， 在 BTS 104 处可重构信号并将其从前端 RAM 312 中扣除。所传 送的导频信号在 BTS 104 处是已知的并且可基于关于此信道的知识来重构。然而， 在 BTS 104 处开销信号 ( 诸如反向速率指标 (RRI)、 数据请求信道或数据率控制 (DRC)、 数据源信 道 (DSC)、 确认 (ACK)) 首先被解调并检测， 并且所传送的数据信号被解调、 解交织、 以及解 码以确定所传送的开销和话务码片。 基于确定关于一给定信号的传送的码片， 重构单元 400 随后可基于信道知识来重构对 FERAM 312 的贡献。
     来自数据源 200 的数据分组中的比特可由编码器 202、 交织器 204、 和 / 或调制器 206 重复并处理成多个相应的 “子分组” 供向基站 104 传送。如果基站 104 接收到高信噪比 的信号， 则第一子分组可能已包含足以供基站 104 解码并推导出原始数据分组的信息。例 如， 来自数据源 200 的数据分组可被重复并处理成 4 个子分组。用户终端 106 向基站 104 发送第一子分组。基站 104 从此第一个接收到的子分组正确解码并推导出原始数据分组的 可能性相对较低。但是随着基站 104 接收到第二、 第三、 和第四子分组并组合从每一接收到 的子分组推导出的信息， 解码并推导出原始数据分组的可能性就提高了。一旦基站 104 正 确解码出原始分组 ( 例如， 使用循环冗余校验 (CRC) 或其他检错技术 )， 基站 104 就向用户 终端 106 发送一确认信号以停止发送子分组。用户终端 106 随即可发送一新分组的第一子 分组。
     DO 修订版 A 的反向链路采用 H-ARQ( 图 7)， 在其中每一 16 时隙分组被断为 4 个子 分组并且以同一股交织的诸子分组之间有 8 个时隙的交织式结构来传送。此外， 不同的用 户 / 接入终端 106 可在不同的时隙边界上开始其传送， 因此不同用户的 4 时隙子分组异步 地到达 BTS 处。异步性的效果以及针对 H-ARQ 和 CDMA 的干扰消去接收机的高效率设计在 下面描述。
     来自干扰消去的增益取决于从 FERAM 312 中移除诸信号的次序。本文中公开了基 于话务 - 导频 (T2P) 比、 有效 SINR、 或解码概率来解码 ( 并且在 CRC 通过的情况下扣除 ) 用 户的技术。本文中公开了用于在已从 FERAM 312 中移除了一些用户之后重新尝试其他用户 的解调和解码的各种途径。来自 BTS FERAM 312 的干扰消去可被高效率地实现以计及诸如 EV-DO 修订版 A 等的在其中用户使用混合式 ARQ 来传送导频信号、 控制信号、 和话务信号的 异步 CDMA 系统。本公开还可应用于 EV-DV 发行版 D、 W-CDMA EUL、 以及 cdma2000。
     话务干扰消去 (TIC) 可被定义为在一用户已被正确解码出 ( 图 4) 之后移除该用 户的数据对 FERAM 312 的贡献的减性干扰消去。与诸如 cdma2000、 EV-DO、 EV-DV、 和 WCDMA 等的实际 CDMA 系统上的 TIC 相关联的实际问题中的一些在本文中得到针对性解决。 这些问 题中有许多是因实际系统具有用户异步性和混合式 ARQ 这一事实造成的。例如， cdma2000 有意地在时间上均匀地扩展用户数据帧以防回程网络中有过度的延迟。EV-DO 的修订版 A、 EV-DV 的发行版 D、 以及 WCDMA 的 EUL 也使用会引入一种以上可能的数据长度的混合式 ARQ。
     多用户检测是 TIC 归入的主要算法范畴， 并且其指尝试通过允许对两个不同用户 的检测交互来提高性能的任何算法。TIC 方法可涉及逐次干扰消去 ( 也称顺序干扰消去或 SIC) 和并行干扰消去的混合。 “逐次干扰消去” 是指顺序地解码诸用户并利用先前解码出的用户的数据来提高性能的任何算法。 “并行干扰消去” 是泛指同时解码诸用户并同时扣除 所有解码出的用户。
     TIC 可以与导频干扰消去 (PIC) 不同。TIC 和 PIC 之间的一个差别在于所传送的 导频信号是接收机事先已全然知晓的。因此， PIC 仅使用信道估计就可扣除导频对接收到 的信号的贡献。第二个主要的差别在于发射机与接收机通过 H-ARQ 机制在话务信道上密切 地交互。接收机在有用户被成功解码出之前是不知道所传送的数据序列的。
     类似地， 在一种称为开销干扰消去 (OIC) 的技术中从前端 RAM 中移除开销信道是 合乎需要的。在 BTS 104 知道所传送的开销数据之前开销信道是无法被移除的， 而所传送 的开销数据是通过解码然后重新形成开销消息来确定的。
     逐次干扰消去定义了一类方法。 互信息的链式法则显示， 在理想条件下， 逐次干扰 消去可达到多址信道的最大容量。 其主要条件是所有用户皆为帧同步的并且每一用户的信 道可仅有可忽略的误差地被估计。
     图 5 图解了三个用户 ( 用户 1、 用户 2、 用户 3) 的功率分布的一个一般化实例， 在 其中诸用户同步地传送帧 ( 来自所有用户的帧被同时接收 )， 并且每一用户在相同数据率 下作传送。每一用户被指令使用特定的发射功率， 例如， 用户 3 在大体上等于噪声的功率下 发射 ； 用户 2 在大体上等于用户 3 的功率加噪声的功率下发射 ； 并且用户 1 在大体上等于用 户 2 加用户 3 加噪声的功率下发射。 接收机按发射功率的降序来处理信号。从 k ＝ 1( 具有最高功率的用户 1) 开始， 接收机尝试为用户 1 作解码。如果解码成功， 则基于用户 1 的信道估计来形成并扣除其对 接收到的信号的贡献。这可被称为帧同步顺序干扰消去。接收机继续进行处理直至已为所 有用户尝试作解码。 每一用户在先前解码出的诸用户的逐次干扰消去的干扰消去之后具有 相同的 SINR。
     不巧的是， 此途径可能对解码差错非常敏感。如果单个大功率用户——诸如用户 1——没有正确解码， 那么所有后继用户的信噪干扰比 (SINR) 可能会严重地降级。这可能 会阻碍此点之后的所有用户的解码。 此途径的另一个缺点在于其要求诸用户在接收机处有 特定的相对功率， 而这在衰落信道中是难以确保的。
     帧异步性和干扰消去， 例如 cdma2000
     假设有意地使用户帧偏移相互交错。这种帧异步操作整体上对系统有数个裨益。 例如， 接收机处的处理功率和网络带宽由此在时间上将有更均匀的使用分布。 与之相对， 诸 用户间的帧同步性在每一帧边界的末尾处要求一阵处理功率和网络资源的猝发， 因为所有 用户将同时结束分组。在帧异步性下， BTS 104 能首先解码最早到达的用户而不是具有最 大功率的用户。
     图 6 示出了为具有相等发射功率的用户实现帧异步 TIC 而作的均匀时间偏移分布 的一个示例。图 6 描绘了就在用户 1 的帧 1 要被解码之前一瞬的快照。由于帧 0 已被解码 出并为所有用户作了消去， 因此其对干扰的贡献以阴影线示出 ( 用户 2 和 3)。 一般而言， 此 途径使干扰降低了一半。一半的干扰在解码用户 1 的帧 1 之前已由 TIC 移除。
     在另一个实施例中， 图 6 中的用户可指用户群， 例如用户群 1、 用户群 2、 用户群 3。
     异步性和干扰消去的一个裨益是诸用户之间在功率电平和差错统计量意义上相 对的对称性——若其想要相似的数据率。在一般的相等用户数据率下的顺序干扰消去中，
     最后一个用户是以非常低的功率被接收到并且也十分依赖于所有在前用户的成功解码。
     异步性、 混合 ARQ 及交织， 例如 EV-DO 修订版 A
     图 7 图解了 RL 数据分组使用的交织结构 ( 例如， 在 1xEV-DO 修订版 A 中 ) 以及 FL ARQ 信道。每一股交织 ( 交织 1、 交织 2、 交织 3) 包括一组时间上交错的片段。在此例中， 每 一片段为 4 时隙长。在每一片段期间， 一用户终端可向基站传送一子分组。有三股交织， 并 且每一片段为 4 时隙长。由此， 在给定的一股交织中一子分组的末尾与同一股交织的下一 子分组的起始之间有 8 个时隙。这给予接收机足够的时间来解码此子分组并向发射机中继 一 ACK 或否定确认 (NAK)。
     混合式 ARQ 利用了衰落信道的时变本质。 如果信道状况对于头 1、 2、 或 3 个子分组 是良好的， 那么仅使用那些子分组即可解码出该数据帧， 并且接收机向发射机发送一 ACK。 此 ACK 指令发射机不要发送其余的子分组， 而是在合需的情况下开始一新的分组。
     实现干扰消去的接收机架构
     在 TIC 下， 已解码出的用户的数据被重构并扣除 ( 图 4) 从而 BTS 104 可移除已解 码出的用户的数据对其他用户造成的干扰。TIC 接收机装备有两个循环存储器 ： FERAM 312 和 BERAM 316。 FERAM 312 存储接收到的采样 ( 例如， 在 2× 码片率下 ) 并且为所有用户所公用。 非 TIC 接收机将仅使用有约 1-2 个时隙的 FERAM( 来容许解调过程中的延迟 )， 因为不发生 话务或开销干扰的扣除。在针对具有 H-ARQ 的系统的 TIC 接收机中， FERAM 可横跨许多个 时隙——例如 40 个时隙， 并且由 TIC 通过扣除已解码出的用户的干扰来更新。在另一个配 置中， FERAM 312 可具有横跨未臻完整分组的长度， 诸如横跨从一分组中一子分组的起始到 该分组一后续子分组的末尾的时期的长度。
     BERAM 316 存储如由解调器的 rake 接收机 314 生成的收到比特的经解调码元。 每 一用户可具有一不同的 BERAM， 因为经解调码元是通过以用户特异性 PN 序列作解扩并跨诸 RAKE 耙指组合来获得的。TIC 和非 TIC 接收机两者皆可使用 BERAM 316。TIC 中的 BERAM 316 用于在 FERAM 312 并不横跨所有子分组的情况下存储不再存储在 FERAM 312 中的先前 子分组的已解调码元。BERAM 316 或可在每当发生解码尝试时或可在每当有时隙自 FERAM 312 退出时被更新。
     用于选取 FERAM 长度的方法
     BERAM 316 和 FERAM 312 的大小可根据要求的处理能力、 从存储器到处理器的传 递带宽、 系统的延迟和性能之间的各种权衡来选取。一般而言， 使用较短的 FERAM 312， TIC 的裨益将受到限制， 因为最老的子分组将不会被更新。另一方面， 较短的 FERAM 312 使得解 调、 扣除的次数减少并且传递带宽减小。
     在修订版 A 的交织下， 16 时隙的分组 (4 个子分组， 每一子分组在 4 个时隙里传送 ) 将横跨 40 个时隙。因此， 可使用 40 时隙的 FERAM 来确保能将一用户从所有受影响的时隙 中移除。
     图 8 图解了横跨 EV-DO 修订版 A 所用的一完整的 16 时隙分组的 40 时隙 FERAM 312。每当接收到新的子分组时， 就使用存储在 FERAM 312 中的所有可用子分组来对该分 组作解码尝试。如果解码成功了， 那么就通过重构并扣除所有组元子分组 (1、 2、 3、 或 4) 的 贡献来从 FERAM 312 中消去该分组的贡献。对于 DO 修订版 A 而言， 4、 16、 28、 或 40 时隙的
     FERAM 长度将分别横跨 1、 2、 3、 或 4 个子分组。在接收机处实现的 FERAM 的长度可取决于复 杂度考虑、 支持各种不同用户到达时间的需要、 以及对在先前诸帧偏移上的用户重做解调 和解码的能力。
     图 9A 图解了一种一般化的 TIC 方法， 举一例而言是具有无延迟解码特征的顺序干 扰消去 (SIC) 方法。其他增强将在下面描述。此过程始于开始框 900 并前行至选取延迟框 902。在 SIC 中， 选取延迟框 902 可被省略。在框 903 中， BTS 104 在那些于当前时隙里终 止一子分组的用户当中选取一个用户 ( 或一群用户 )。
     在框 904 中， 解调器 304 根据所选取的用户的扩展和加扰序列、 以及其星座大小来 解调该用户的存储在 FERAM 312 中的一些或所有时间片段里的子分组的采样。 在框 906 中， 解码器 308 使用存储在 BERAM 316 中的先前已解调的码元以及经解调的 FERAM 采样来尝试 解码此用户分组。
     在框 910 中， 解码器 308 或另一单元可确定该用户的分组是否已被成功解码出， 即 是否通过了差错校验， 诸如使用循环冗余码 (CRC) 的差错校验。
     如果该用户分组解码失败， 则在框 918 中向接入终端 106 发回一 NAK。 如果该用户 分组被正确解码出， 则在框 908 向接入终端 106 发送一 ACK 并在框 912-914 中执行干扰消 去 (IC)。 框 912 根据已解码的信号、 信道冲激响应、 以及传送 / 接收滤波器来重新生成用户 信号。框 914 从 FERAM 312 扣除该用户的贡献， 由此减少其对尚未被解码的用户的干扰。 无论解码失败还是成功， 在框 916 中接收机均移至下一要被解码的用户。当已对 所有用户执行了解码尝试时， 将一新时隙插入到 FERAM 312 中并且对下一时隙重复整个过 程。采样可被实时地写到 FERAM 312 中， 即 2× 码片率的采样可在每 1/2 码片里被写入。
     图 9B 图解了一种包括装置 930-946 以执行图 9A 的方法的装置。图 9B 中的装置 930-946 可在硬件、 软件、 或硬件与软件的组合中实现。
     用于选取解码次序的方法
     框 903 指示 TIC 或可被顺序地应用于每一用户或可被并行地应用于用户群。随着 群增大， 实现复杂度可能降低， 但是 TIC 的裨益也可能会降低， 除非如下面描述地重复 TIC。
     用户据此被编组和 / 或排序的准则可根据信道变动率、 话务的类型以及可用处理 能力而变化。 良好的解码次序可包括首先解码对于移除而言最有用的以及最可能被解码的 那些用户。用于从 TIC 达成最大增益的准则可包括 ：
     A. 载荷大小和 T2P ： BTS 104 可根据载荷大小来编组或排序用户， 并按从具有最高 发射功率即最高 T2P 的用户起到具有最低 T2P 的用户的次序来解码。解码并从 FERAM 312 中移除高 T2P 用户具有最大的裨益， 因为它们对其他用户造成了最大部分的干扰。
     B.SINR ： BTS 104 可先解码具有较高 SINR 的用户再解码具有较低 SINR 的用户， 因 为具有较高 SINR 的用户被解码出的可能性较高。 也可将具有相似 SINR 的用户编组在一起。 在衰落信道的情形中， SINR 贯穿分组始终是时变的， 因此可计算等效 SINR 以确定恰适的排 序。
     C. 时间 ： BTS 104 可先解码 “较老的” 分组 ( 即， 在 BTS 104 处已接收到其较多的 子分组的那些分组 ) 再解码 “较新的” 分组。此选择反映出对于给定 T2P 比和 ARQ 终止目 的而言， 每递增一子分组解码出分组的可能性就更大这一假定。
     用于重新尝试解码的方法
     每当有用户被正确解码出， 其干扰贡献就从 FERAM 312 中被扣除， 由此增大了正 确解码出所有共享一些时隙的用户的潜在可能。重复尝试解码先前失败的用户是有利的， 因为它们所见的干扰可能已经显著下降。选取延迟框 902 选择用作解码和 IC 的基准的时 隙 ( 当前的或过往的 )。选取用户框 903 将选择在所选取的延迟的时隙里终止一子分组的 用户。延迟的选取可基于以下选项 ：
     A. 当前解码指示一旦已对所有用户尝试解码、 并且 FERAM 312 中下一 ( 将来的 ) 时隙已可用就移到该下一时隙。 在此情形中， 每个被处理的时隙每一用户被尝试解码一次， 并且这将对应于逐次干扰消去。
     B. 重复解码尝试每个被处理的时隙解码用户一次以上。 第二次及后续解码重复将 受益于先前诸次重复上已解码出的用户的干扰的消去。重复解码在有多个用户无居间 IC 地被并行解码的情况下能产出增益。在当前时隙上的纯重复解码下， 选取延迟框 902 将仅 仅是简单地多次选择同一时隙 ( 即， 延迟 )。
     C. 后向解码 ： 接收机解调诸子分组并尝试基于解调 FERAM 中对应于一分组的所有 可用子分组来解码该分组。在尝试解码有在当前时隙里终止的子分组的分组 ( 即， 在当前 帧偏移上的用户 ) 之后， 接收机可尝试解码在先前时隙里解码失败的分组 ( 即， 在先前帧偏 移上的用户 )。 由于诸异步用户间的部分重叠， 移除在当前时隙里终止的诸子分组的干扰将 会提升解码出过去诸子分组的机会。此过程可通过回溯更多时隙来重复。前向链路 ACK/ NAK 传输中的最大延迟可界定后向解码。
     D. 前向解码 ： 在尝试解码所有具有在当前时隙里终止的子分组的分组之后， 接收 机还可尝试在其完整的子分组被写到 FERAM 中之前解码最新的用户。例如， 接收机可在用 户最新的子分组的 4 个时隙里有 3 个时隙已被接收到之后尝试解码这些用户。
     用于更新 BERAM 的方法
     在非 TIC BTS 接收机中， 分组单纯是基于存储在 BERAM 中的已解调码元来解码的， 并且 FERAM 仅用于解调来自最近期时间片段的用户。在 TIC 下， FERAM 312 在每当接收机 尝试解调新用户时仍被访问。但是， 在 TIC 下， FERAM 312 是在有用户被正确解码出之后基 于重构并扣除掉该用户的贡献来更新的。出于复杂度考虑， 选取小于分组跨距 ( 例如， 横跨 EV-DO 修订版 A 中的 16 时隙分组需要 40 个时隙 ) 的 FERAM 缓冲长度将是可取的。随着新 时隙被写到 FERAM 312 中， 它们将盖写掉循环缓冲中最老的采样。因此， 随着新的时隙被接 收到， 最老的时隙就被盖写掉， 并且解码器 308 将对这些老的时隙使用 BERAM 316。应当注 意到， 即便一给定子分组位于 FERAM 312 中， BERAM 316 也可能被用来为该子分组存储解调 器最新解调的码元 ( 从 FERAM312 确定 ) 作为交织和解码过程中的中间步骤。BERAM 316 的 更新有两个主要选项 ：
     A. 基于用户的更新 ： 一用户的 BERAM 316 仅与对该用户尝试的解码协同地更新。 在此情形中， 对较老的 FERAM 时隙的更新可能未必裨益于一给定用户的 BERAM 316——若 该用户没有在适宜的时间被解码 ( 即， 更新后的 FERAM 时隙可能在该用户被尝试解码之前 滑出了 FERAM 312)
     B. 基于时隙的更新 ： 为了充分地利用 TIC 的裨益， 给所有受影响的用户的 BERAM 316 可在每当有时隙退出 FERAM 312 时被更新。 在此情形中， BERAM 316 的内容包括对 FERAM 312 所作的所有干扰扣除。用于从因误了 ACK 截止期限而到来的子分组消去干扰的方法
     一般而言， TIC 所使用的额外处理在解码过程中引入了延迟， 这在或使用重复方案 或使用后向方案时尤为相关。此延迟可能会超过可以向发射机发送 ACK 以停止与同一分组 相关的子分组的传输的最大延迟。在此情形中， 接收机仍可通过使用解码出的数据不但扣 除过去的子分组而且还扣除在不久的将来会因错过的 ACK 而被接收到的那些子分组来利 用成功解码。
     在 TIC 下， 已解码出的用户的数据被重构并扣除， 从而基站 104 可移除其对其他用 户的子分组造成的干扰。在 H-ARQ 下， 每当有新的子分组被接收到， 就对原始分组作解码尝 试。如果解码成功， 则对于具有 TIC 的 H-ARQ， 通过重构并扣除诸组元子分组， 就可从接收 到的采样消去该分组的贡献。取决于复杂度考虑， 可通过存储更长历史的采样来消去来自 1 个、 2 个、 3 个或 4 个子分组的干扰。一般而言， IC 或可被顺序地应用于每一用户或可被应 用于用户群。
     图 10 图解了三个时间实例上的接收机采样缓冲 312 ： 时隙时间 n、 n+12 时隙、 以及 n+24 时隙。为便于说明， 图 10 示出了具有来自在相同帧偏移上的三个用户的子分组的单 股交织以重点突出在 H-ARQ 下的干扰消去操作。图 10 中的接收机采样缓冲 312 横跨所有 4 个子分组 ( 对于 EV-DO 修订版 A 而言可由 40 时隙的缓冲来实现， 因为在每一 4 时隙子分 组之间存在有 8 个时隙 )。未解码的子分组以阴影示出。已解码的子分组在 40 时隙的缓 冲中以无阴影示出并被消去。每一时间实例对应于该股交织上另一子分组的到来。在时隙 时间 n， 用户 1 的 4 个存储的子分组被成功解码出， 而来自用户 2 和 3 的最新子分组解码失 败。
     在时间实例 n+12 时隙， 随着用户 1 的已解码 ( 无阴影 ) 子分组 2、 3 和 4 的干扰消 去， 该股交织中相继的子分组随之到来。在时间实例 n+12 时隙期间， 来自用户 2 和 3 的分 组被成功解码出。
     图 10 对各群处在相同帧偏移上的用户应用 IC， 但不在群内执行逐次干扰消去。 在 经典的群 IC 中， 同一群中诸用户不会看见互干扰消去。因此， 随着群中用户数目增大， 实现 复杂度就会降低， 但会因对于同一解码尝试缺乏同一群中诸用户之间的消去而有损失。但 是， 在 H-ARQ 下， 接收机将在每一新子分组到达之后尝试解码该群中所有用户， 这允许同一 群中诸用户实现互干扰消去。例如， 当用户 1 的分组在时间 n 解码出时， 这帮助用户 2 和 3 的分组在时间 n+12 解码出， 而这进一步帮助用户 1 在时间 n+24 解码出。 先前已解码出的分 组的所有子分组可在重新尝试于其他用户的下一子分组到来时对其进行解码之前被消去。 关键点在于尽管特定用户可能总是在同一组中， 但是在其他的群成员解码出时它们的子分 组会看见 IC 增益。
     导频、 开销、 和话务信道的联合式干扰消去
     本节针对性解决的一个问题涉及通过在基站接收机处高效率地估计和消去多用 户干扰来增加 CDMA RL 的系统容量。 一般而言， RL 用户的信号包含导频、 开销、 和话务信道。 本节描述针对所有用户的联合式导频、 开销、 和话务 IC 方案。
     在此描述两个方面。第一， 开销 IC(OIC) 被引入。在反向链路上， 来自每一用 户的开销对所有其他用户的信号起到干扰的作用。对于每一用户， 因所有其他用户用的 开销导致的合计干扰可能构成此用户所体验到的总干扰中很大的百分比。移除此合计开销干扰将可超出 PIC 和 TIC 所实现的性能和容量地进一步提升系统性能 ( 例如， 对于 cdma20001xEV-DO 修订版 A 系统 ) 并增加反向链路容量。
     第二， PIC、 OIC、 和 TIC 间的重要交互是通过系统性能与硬件 (HW) 设计权衡来论证 的。描述了若干种关于如何最好地组合所有这三种消去过程的方案。其中一些可能有更大 的性能增益， 而一些可能有更多的复杂度优势。 例如， 所描述的方案之一在解码任何开销和 话务信道之前先移除所有导频信号， 然后以顺序方式来解码和消去诸用户的开销和话务信 道。
     本节是基于 cdma20001x EV-DO 修订版 A 系统， 并且一般而言适用于其他 CDMA 系 统， 诸如 W-CDMA、 cdma20001x、 以及 cdma20001x EV-DO。
     开销信道消去方法
     图 11 图解了 RL 开销信道结构， 诸如 EV-DO 修订版 A 所用的结构。有两种类型的 开销信道 ： 一种类型用于协助 RL 解调 / 解码， 其包括 RRI( 反向速率指标 ) 信道和辅助导频 信道 ( 在载荷大小为 3072 比特或以上时使用 ) ； 另一种类型用于促进前向链路 (FL) 发挥 作用， 其包括 DRC( 数据率控制 ) 信道、 DSC( 数据源控制 )、 以及 ACK( 确认 ) 信道。如图 11 中所示， ACK 和 DSC 信道被时间复用在时隙基上。ACK 信道仅在确认在 FL 上被传送给同一 用户的分组时才传送。 在诸开销信道中， 辅助导频信道的数据在接收机处是先验已知的。 因此， 与初级导 频信道相类似， 对于此信道无需任何解调和解码， 并且辅助导频信道可基于关于该信道的 知识来重构。重构出的辅助导频可以是在 2× 码片率的解析度下， 并可被表示为 ( 在一个 片段上 ) ：
     式 1 重构出的辅助导频信号
     其中 n 对应于码片 ×1 采样率， f 是耙指号， cf 是 PN 序列， wf， aux 是指派给该辅助导 频信道的 Walsh 码， Gaux 是此信道对初级导频的相对增益， hf 是估计出的假定在一个片段上 为常数的信道系数 ( 或信道响应 )， φ 是滤波器函数或即传送脉冲与码片 ×8 解析度的接 收机低通滤波器的卷积 ( 假定 φ 在 [-MTc， MTc] 中是不可忽略的 )， γf 是此耙指的码片 ×8 时间偏移， 其中有 αf ＝ γf mod4 以及
     包括 DRC、 DSC、 和 RRI 信道的第二群开销信道或由双正交码或由单形码编码。在 接收机一方， 对于每一信道， 首先将已解调的输出与一阈值相比较。如果输出低于此阈值， 则声明有一擦除并且不对此信号作任何重构尝试。否则， 这些输出由基于码元的最大似然 (ML) 检测器解码， 后者可位于图 4 的解码器 308 内部。已解码的输出比特用于如图 4 中所 示地重构相应的信道。对这些信道重构出的信号给定为 ：
     式 2 重构出的开销 (DRC、 DSC、 和 RRI) 信号
     与式 1 相比， 有一个新的项 do， 其为开销信道数据， wf， 并且 Gaux 表 o 是 Walsh 覆盖， 示开销信道相对于初级导频的增益。
     其余开销信道是 1 比特的 ACK 信道。其可以是经 BPSK 调制的、 未编码的、 并在半 个时隙上重复。接收机可解调此信号并对 ACK 信道数据作出硬判决。此重构信号模型可与 式 2 相同。
     另一种重构 ACK 信道信号的途径假定已解调并积累的 ACK 信号在作归一化之后可 被表示为 ：
     y ＝ x+z，
     其中 x 是所传送的信号， 并且 z 是经定标的方差为 σ2 的噪声项。由此， y 的对数 似然比 (LLR) 被给定为 ：
     由此， 为作重构， 对所传送的比特的软估计可为 ：在此 tanh 函数可被制表。重构出的 ACK 信号与式 2 的非常相似， 但其区别在于由替代了 do。一般而言， 此软估计和消去途径应会给出较好的消去性能， 因为接收机并不确 实知道此数据且此方法引入了置信度。此途径一般而言可被扩展到上面提及的诸开销信 道。但是， 最大后验概率 (MAP) 检测器为每一比特获得 LLR 的复杂度随一个代码码元里信 息比特的数目呈指数增长。
     实现开销信道重构的一种高效率的方式是一个耙指可将每一已解码的开销信号 用其相对增益作比例定标， 用 Walsh 码将其覆盖， 并将它们累加在一起， 然后以一 PN 序列作 扩展并通过经信道定标的滤波器 hφ 一齐滤波。此方法既可节省计算复杂度又可节约存储 器带宽地来实现扣除目的。
     变成联合式 PIC、 OIC、 和 TIC
     可执行联合式 PIC、 OIC 和 TIC 以实现高性能并增加系统容量。PIC、 OIC 和 TIC 不 同的解码和消去次序会产出不同的系统性能和对硬件设计复杂度不同的影响。
     先作 PIC 再一起作 OIC 和 TIC( 第一方案 )
     图 12A 图解了一种首先执行 PIC 然后一起执行 OIC 和 TIC 的方法。在开始框 1200 之后， 在框 1202 接收机针对所有用户推导信道估计并执行功率控制。由于所有用户的使用 的导频数据在 BTS 处均为已知， 因此在 PIC 框 1204 一旦它们的信道被估计出即可将它们扣 除。因此， 所有用户的话务信道和某些开销信道观察到较少的干扰并且能够受益于在前的 导频消去。
     框 1206 选择一群未解码出的用户 G——例如其分组或子分组在当前时隙边界终止的那些用户。框 1208-1210 执行开销 / 话务信道解调和解码。在框 1212， 仅成功解码出 的信道数据将被重构并从所有用户共享的前端 RAM(FERAM)312 扣除。框 1214 检查是否有 更多用户要解码。框 1216 终止此过程。
     此解码 / 重构 / 消去可用顺序方式从群中一个用户至该群中下一用户， 这可称作 逐次干扰消去。以此途径， 同一群中处于解码次序较晚的用户受益于处于解码次序较早的 用户的消去。 一种简化途径是首先解码同一群中所有用户， 然后一齐扣除它们的干扰贡献。 第二种途径或方案 ( 在下面描述 ) 允许存储带宽较小并且效率更高的管线架构。在这两种 情形中， 用户的没有在同一时隙边界终止但与此群分组重叠的分组受益于此消去。此消去 将占异步 CDMA 系统中消去增益的主要部分。
     图 12B 图解了一种包括装置 1230-1244 以执行图 12A 的方法的装置。图 12B 中的 装置 1230-1244 可在硬件、 软件、 或硬件与软件的组合中实现。
     图 13A 图解了 12A 中的方法的一种变体。框 1204-1210 基于框 1202 中的初始信 道估计来移除信号。框 1300 推导基于数据的信道估计或优化的信道估计。基于数据的信 道估计可如下面描述地提供更好的信道估计。 框 1302 执行残差 PIC， 即基于框 1300 中的信 道估计的优化来移除该信号的修正的估计。
     例如， 考虑框 1204-1210 已导致从接收到的采样移除初始信号估计 ( 例如， 导频信 号 )P1[n]。然后， 基于在框 1300 中推导出的更好的信道估计， 该方法形成修正的信号估计 P2[n]。该方法然后从 RAM 312 中的采样位置移除增量的 P2[n]-P1[n] 之差。
     图 13B 图解了一种包括装置 1230-1244、 1310、 1312 以执行图 13A 的方法的装置。 图 13B 中的装置 1230-1244、 1310、 1312 可在硬件、 软件、 或硬件与软件的组合中实现。
     先作 PIC 再作 OIC 后作 TIC( 第二方案 )
     此第二方案类似于上面描述的图 12A， 其区别在于同一群用户的开销信道先被解 调和解码后再解调和解码任何话务信道。此方案适合于非交织系统， 因为没有强加任何严 格的 ACK 截止期限。对于交织系统——例如 DO 修订版 A， 由于 ACK/NAK 信号响应于话务信 道子分组， 因此一般而言话务信道子分组可容忍的解码延迟被限制在几个时隙内 (1 时隙 ＝ 1.67ms)。因此， 如果某些开销信道扩展在比这个大的时间范围上， 则此方案将会变得不 可行。具体而言， 在 DO 修订版 A 上， 辅助导频信道和 ACK 信道是呈短历时格式并可在 TIC 之前被扣除。
     联合式导频 / 开销 / 话务信道消去 ( 第三方案 )
     图 14A 图解了一种执行联合式 PIC、 OIC 和 TIC 的方法。在开始框 1400 之后， 在框 1402 接收机针对所有用户推导信道估计并执行功率控制。框 1404 选取一群未解码出的用 户 G。框 1406 从导频重新估计信道。框 1408-1410 尝试执行开销 / 话务信道解调和解码。 框 1412 对所有用户执行 PIC 并仅对具有成功解码出的信道数据的用户执行 TIC。
     与上面讨论的第一方案 ( 图 12A) 不同， 在针对所有用户作信道估计 ( 框 1402) 之 后， 导频并非立即从 FERAM 312 被扣除， 并且此信道估计如非 IC 方案那样被用于作功率控 制。然后， 对于在同一分组 / 子分组边界上终止的一群用户， 该方法按给定次序执行顺序解 码 ( 框 1408 和 1410)。
     对于试图解码的用户， 该方法首先从导频重新估计信道 ( 框 1402)。 此导频与在被 解调已作功率控制时 ( 框 1402) 相比将因先前解码出的与待解码话务分组重叠的那些分组的干扰消去而看见较少的干扰。 因此， 信道估计质量得以提高， 这将裨益话务信道解码和干 扰性能两者。此新的信道估计被用于进行话务信道解码 ( 框 1410) 以及某些开销信道解码 ( 框 1408)( 例如 EV-DO 信道中的 RRI 信道 )。一旦在框 1412 完成了对一个用户的解码过 程， 该方法就从 FERAM 312 扣除此用户的干扰贡献， 这包括其导频信道以及任何解码出的 开销 / 话务信道。
     框 1414 检查是否有更多用户要解码。框 1416 终止此过程。
     图 14B 图解了一种包括装置 1420-1436 以执行图 14A 的方法的装置。图 14B 中的 装置 1420-1436 可在硬件、 软件、 或硬件与软件的组合中实现。
     图 15A 图解了图 14A 中的方法的一种变体。 框 1500 推导基于数据的信道估计。 框 1502 如图 13A 中所示地执行可任选的残差 PIC。
     图 15B 图解了一种包括装置 1420-1436、 1510、 1512 以执行图 15A 的方法的装置。 图 15B 中的装置 1420-1436、 1510、 1512 可在硬件、 软件、 或硬件与软件的组合中实现。
     第一和第三方案之间的权衡
     可能看起来第一方案与第三方案相比应具有更为优越的性能， 因为导频信号在 BTS 处是已知的， 并且在前面消去它们是有意义的。如果假定这两个方案有相同的消去质 量， 那么第一方案将在所有数据率上皆胜过第三方案。但是， 对于第一方案， 由于导频信道 估计看见的干扰要比话务数据解调看见的更高， 因此用于重构目的 ( 对于导频和开销 / 话 务两者 ) 的估计出的信道系数可能是更加有噪的。但是， 对于第三方案， 由于导频信道估计 就在话务数据解调 / 解码之前被重做， 因此这一优化的信道估计所见的干扰电平与话务数 据解调的相同。由此， 平均而言， 第三方案的消去质量可能好于第一方案。
     从硬件设计的观点出发， 第三方案可能略胜一筹 ： 此方法可将导频和已解码的开 销和话务信道数据累加并将它们一起消去， 因此， 此途径节约了存储器带宽。另一方面， 导 频的重新估计或可与开销信道解调或可与话务信道解调一起执行 ( 在从存储器读取采样 的意义上 )， 由此对存储器带宽的要求没有增加。
     如果假定第一方案具有第三方案 80％或 90％的消去质量， 那么在每用户的数据 率相对于用户数目上的增益之间有所权衡。一般而言， 如果所有用户都在低数据率区域中 则其偏向于取第一方案， 而如果全部都是高数据率用户则相反。该方法还可在一旦解码出 一个数据分组之时就从话务信道重新估计该信道。消去质量应有所提高， 因为话务信道在 与导频信道相比高 ( 得多 ) 的 SNR 下工作。
     诸开销信道一旦被成功解调即可被移除 ( 消去 )， 并且诸话务信道一旦被成功解 调并解码出即可被移除。基站在某个时间点上成功解调 / 解码出所有接入终端的开销和话 务信道是有可能的。如果这种情况 (PIC、 OIC、 TIC) 发生， 那么 FERAM 将仅包含残差干扰和 噪声。 导频、 开销和话务信道数据可按各种不同次序被消去， 以及针对各接入终端子集作消 去。
     一种途径是一次为一个用户从 RAM 312 执行干扰消去 (PIC、 TIC 和 OIC 的任意组 合 )。另一种途径是 (a) 积累一群用户的重构信号 (PIC、 TIC 和 OIC 的任意组合 )， 并且 (b) 然后对该群同时执行干扰消去。 这两种途径可被应用于本文中公开的任何方法、 方案、 以及 过程。
     为干扰消去改善信道估计准确地重构出接收到的采样的能力会显著地影响通过重构并移除传送的数据的 各个分量来实现干扰消去的 CDMA 接收机的性能。在 RAKE 接收机中， 多径信道是通过关于 导频序列作 PN 解扩然后在恰适的一段时间上作导频滤波 ( 即， 累积 ) 来估计的。导频滤波 的长度通常被选取为通过累积更多采样来改善估计 SNR 与不积累那么长时间从而使得估 计 SNR 因信道的时间变动而劣化之间的折衷。来自导频滤波输出的信道估计然后被用于执 行数据解调。
     如以上随图 4 所描述地， 在 CDMA 接收机中实现干扰消去的一种实用的方法是重构 各个传送的码片 ×1 流对 ( 例如， 码片 ×2)FERAM 采样的贡献。这涉及确定所传送的码片 流以及发射机码片与接收机采样之间的总体信道的估计。由于来自诸 RAKE 耙指的信道估 计就代表多径信道本身， 因此总体信道估计也应计及发射机和接收机滤波的存在。
     本节公开数种为在 CDMA 接收机中实现干扰消去而改善此总体信道估计的技术。 这些技术可应用于 cdma2000、 1xEV-DO、 1xEV-DV、 WCDMA。
     为了对正确解码出的分组执行 TIC， 图 4 中的接收机可取来自解码器输出的信息 比特并通过重新编码、 重新交织、 重新调制、 重新施加数据信道增益、 以及重新扩展来重构 所传送的码片流。为了用导频信道估计来估计供 TIC 使用的收到采样， 将把传送码片流与 来自用导频 PN 序列解扩得到的对发射机和接收机滤波器及 RAKE 接收机的信道估计的模型 作卷积。
     通过用重构出的数据码片本身作解扩可获得一种改善的信道估计 ( 在每一 RAKE 耙指延迟上 ) 以取代使用导频信道估计。这种改善的信道估计对于分组的数据解调是没 有用的——因为该分组已被正确解码出， 而是单纯用于重构此分组对前端采样的贡献。采 用此技术， 对于这些 RAKE 耙指的每一个延迟 ( 例如， 码片 ×8 的解析度 )， 该方法可用重构 出的数据码片流来 “解扩” 收到的采样 ( 例如， 内插到码片 ×8) 并在恰适的一段时间上作 累积。这将导致信道估计的改善， 因为话务信道是在比导频信道高的功率下发射的 ( 此话 务 - 导频 T2P 比是数据率的函数 )。利用这些数据码片来为实现 TIC 而估计信道将导致对 较高功率的用户有更准确的信道估计， 而这些用户正是最需要以高准确性来消去的。
     除了在每一 RAKE 耙指延迟处估计多径信道以外， 本节还描述了将显式地估计发 射机滤波器、 多径信道、 和接收机滤波器的组合效果的一种信道估计过程。 此估计可在与过 采样的前端采样 ( 例如， 码片 ×2FERAM) 相同的解析度下。此信道估计可通过用重构出的 传送数据码片来解扩前端采样以在信道估计准确性上得到 T2P 增益来达成。这些均匀间隔 开的信道估计的时间跨距可基于关于诸 RAKE 耙指延迟的信息以及对发射机和接收机滤波 器的组合响应的先验估计来选取。此外， 来自诸 RAKE 耙指的信息可用来优化这些均匀间隔 开的信道估计。
     图 16 图解了具有传送滤波器 p(t)、 总体 / 复合信道 h(t)( 相对于下面描述的多径 信道 g(t))、 以及接收机滤波器 q(t) 的传输系统的模型。无线通信信道的这一数字基带表 示可由 L 个离散多径分量来建模 ：
     式3在此复路径振幅是 al， 其具有相应的延迟 τl。 发射机和接收机滤波器的组合效果 可定义为 φ(t)， 在此式4
     在此 表示卷积。组合得到的 φ(t) 常被选取为类似于升余弦响应。例如， 在 cdma2000 及其衍生物中， 此响应类似于图 17 中显示的示例 φ(t)。总体信道估计由下式给 出
     式5图 18A 和 18B 示出基于三个 RAKE 耙指的每一处的估计的多径信道的信道估计 ( 实 和虚分量 ) 的示例。在此例中， 实际信道被示为实线， 并且 al 由星号给出。重构 ( 虚线 ) 是基于在上面的式 3 中使用 al。图 18A 和 18B 中的 RAKE 耙指信道估计是基于用导频码片 ( 在此总导频 SNR 为 -24dB) 解扩。
     用重新生成的数据码片代替导频码片在诸 RAKE 耙指延迟处作解扩
     信道估计的质量对重构用户对接收到的信号的贡献的保真度有直接影响。 为了提 升实现干扰消去的 CDMA 系统的性能， 可使用用户的重构出的数据码片来确定改善的信道 估计。这将提高干扰扣除的准确性。针对 CDMA 系统的一种技术可以被描述为与经典的 “关 于用户的传送的导频码片作解扩” 相对的 “关于用户的传送的数据码片作解扩” 。
     回忆在图 18A-18B 中的 RAKE 耙指信道估计是基于用导频码片 ( 在此总导频 SNR 为 -24dB) 解扩。图 19A-19B 示出基于 RAKE 耙指以及用数据码片作解扩的改善的信道估计 的示例， 在此数据码片是以比导频码片高 10dB 的功率发射的。
     图 20A 图解了一种用重新生成的数据码片在诸 RAKE 耙指延迟处解扩的方法。在 框 2000， rake 接收机 314( 图 4) 用导频 PN 码片解扩前端采样以得到 RAKE 耙指值。在框 2002， 解调器 304 执行数据解调。在框 2004， 解码器 308 执行数据解码并校验 CRC。在框 2006， 如果 CRC 通过， 那么单元 400 通过重新编码、 重新交织、 重新调制、 以及重新扩展来确 定传送的数据码片。在框 2008， 单元 400 用传送的数据码片来解扩前端采样以在每一耙指 延迟处得到改善的信道估计。在框 2010， 单元 400 用改善的信道估计来重构用户的话务和 开销对前端采样的贡献。
     图 20B 图 解 了 包 括 装 置 2020-2030 以 实 现 图 20A 的 方 法 的 装 置。 图 20B 的 2020-2030 可在硬件、 软件、 或硬件与软件的组合中实现。
     用重新生成的数据码片在 FERAM 解析度下估计复合信道
     经典的 CDMA 接收机可在每一 RAKE 耙指延迟处估计多径信道的复值。 居于 RAKE 接 收机之前的接收机前端可包括匹配于发射机滤波器 ( 即， p(t)) 的低通接收机滤波器 ( 即， q(t))。因此， 为使该接收机能实现匹配于信道输出的滤波器， RAKE 接收机自己尝试仅匹配 于多径信道 ( 即， g(t))。诸 RAKE 耙指的延迟通常是从独立时间跟踪环路在最小分隔要求 内 ( 例如， 诸耙指相隔至少一个码片 ) 驱动的。但是， 物理多径信道本身往往在延迟的连续 统上具有能量。因此， 一种方法在前端采样 ( 例如， 码片 ×2FERAM) 的解析度下估计复合信 道 ( 即， h(t))。
     在 CDMA 反向链路上有发射功率控制的情况下， 来自所有多径及诸接收机天线的 组合耙指 SNR 通常被控制成落在特定范围内。此 SNR 范围会导致从经解扩的导频码片推导 出的复合信道估计具有相对较大的估计方差。这就是为何 RAKE 接收机尝试仅在能量延迟 分布图的 “波峰” 处放置耙指的缘故。但有了用重构出的数据码片作解扩的 T2P 优势， 复合信道估计就可得到比将 g(t) 与 φ(t) 的模型相组合得到的直接估计更好的 h(t) 的估计。
     本文中描述的信道估计过程显式地估计发射机滤波器、 多径信道、 和接收机滤波 器的组合效果。此估计可在与过采样的前端采样 ( 例如， 码片 ×2FERAM) 相同的解析度下。 此信道估计可通过用重构出的传送数据码片来解扩前端采样以在信道估计准确性上得到 T2P 增益来达成。 这些均匀间隔开的信道估计的时间跨距可基于关于诸 RAKE 耙指延迟的信 息以及对发射机和接收机滤波器的组合响应的先验估计来选取。此外， 来自诸 RAKE 耙指的 信息可用来优化这些均匀间隔开的信道估计。 注意这种估计复合信道的技术本身也是有用 的， 因为不要求设计要使用 φ(t) 的先验估计。
     图 21A 和 21B 示出了使用在码片 ×2 解析度下均匀间隔开的采样来估计复合信道 的一个示例。在图 21A、 21B 中， 数据码片 SNR 是 -4dB， 对应于 -24dB 的导频 SNR 以及 20dB 的 T2P。 此均匀信道估计给出与仅用在 RAKE 耙指位置上的数据码片来作解扩相比更好的质 量。在高 SNR 下， “裕径 (fatpath)” 的作用限制了使用 RAKE 耙指位置来准确地重构出信道 的能力。这种均匀采样途径在估计 SNR 很高——这对应于用高 T2P 的数据码片作解扩的情 形——时尤为有用。当 T2P 对于特定用户很高时， 信道重构保真度就很重要。
     图 22A 图解了一种使用重新生成的数据码片在均匀解析度下估计复合信道的方 法。框 2000-2006 及 2010 与上面描述的图 20A 相类似。在框 2200 中， RAKE 接收机 314( 图 4) 或另一组件基于 RAKE 耙指延迟确定均匀构造的时间跨距。在框 2202 中， 解调器 304 或 另一组件通过用在恰适的时间跨距上均匀的延迟处的传送数据码片解扩前端采样来确定 改善的信道估计。
     图 22B 图解了包括装置 2020-2030、 2220、 2222 以实现图 22A 的方法的装置。图 22B 的 2020-2030 可在硬件、 软件、 或硬件与软件的组合中实现。
     在上面的说明中， g(t) 是无线多径信道本身， 而 h(t) 包括无线多径信道以及发射 机和接收机滤波 ： 即 h(t) ＝ g(t) 与 φ(t) 卷积。
     在上面的说明中， “采样” 可以是在任何任意性的速率下 ( 例如， 每码片两次 )， 但 “数据码片” 是每码片一个。
     “重新生成的数据码片” 是通过如图 20A 的框 2006 中所示并在上面描述地重新编 码、 重新交织、 重新调制、 以及重新扩展来形成的。原则上， “重新生成” 是模拟了信息比特原 来在移动发射机 ( 接入终端 ) 处经历过的过程。
     “重构出的采样” 代表存储在 FERAM 312 或在接收机中独立于 FERAM312 的单独存 储器中的采样 ( 例如， 每码片两次 )。这些重构出的采样是通过将 ( 重新生成的 ) 传送数据 码片与信道估计卷积来形成的。
     措词 “重构出的” 和 “重新生成的” 可在提供了或重新形成传送的数据码片或重新 形成接收到的采样的上下文时被可互换地使用。采样或码片可被重新形成， 因为 “码片” 是 通过重新编码等来重新形成的， 而 “采样” 是基于使用重新形成的码片并纳入无线信道的作 用 ( 信道估计 ) 以及发射机和接收机滤波来重新形成的。措词 “重构” 和 “重新生成” 两者 本质上意味着重建或重新形成。它们在技术上没有区别。一个实施例排他性地对数据码片 使用 “重新生成” 而对采样使用 “重构” 。由此， 接收机可具有数据码片重新生成单元以及采 样重构单元。
     对具有干扰消去特征的 CDMA 系统的反向链路上的传输子信道增益作适应性调整多用户干扰是 CDMA 传输系统中一限制性因素， 并且缓解此干扰的任何接收机技 术将允许可达到的吞吐量上有显著的增长。本节描述用于对具有 IC 特征的系统的传输子 信道增益作适应性调整的技术。
     在反向链路传输中， 每一用户传送导频、 开销、 和话务信号。导频提供传输信道的 同步和估计。开销子信道 ( 诸如 RRI、 DRC、 DSC、 和 ACK) 为 MAC 和话务解码建立所需。导频、 开销、 和话务子信道对于信噪干扰比 (SINR) 具有不同的要求。在 CDMA 系统中， 单一的功率 控制就可对导频的发射功率作适应性调节， 而开销和话务子信道的功率相对于导频具有固 定的增益。当 BTS 装备有 PIC、 OIC、 及 TIC 时， 各个子信道取决于诸 IC 的次序和消去能力 看见不同的干扰电平。在此情形中， 诸子信道增益之间的静态关系会损害系统性能。
     本节描述针对实现 IC 的系统上诸不同逻辑子信道的新的增益控制策略。这些技 术是基于诸如 EV-DO 修订版 A 等的 CDMA 系统并且也可被应用于 EV-DV 发行版 D、 W-CDMA EUL、 以及 cdma2000。
     所描述的技术通过根据在分组差错率方面测得性能而适应性地改变每一子信道 的增益来实现诸不同子信道上的功率和增益控制。目的在于提供一种允许充分利用 IC 的 潜能同时又为时变的弥散性子信道上的传输提供稳健性的可靠的功率和增益控制机制。 干扰消去是指在逻辑子信道已被解码出之后移除这些子信道对前端采样的贡献 以减少对将在稍后被解码的其他信号的干扰。在 PIC 中， 传送的导频信号在 BTS 处是已知 的， 并且接收到的导频是使用信道估计重构出的。在 TIC 或 OIC 中， 干扰是借助于通过接收 到的子信道在 BTS 处的经解码版本重构该子信道来移除的。
     当前 BTS( 无 IC 特征 ) 控制导频子信道的功率 Ecp 以满足话务信道中的差错率要 求。话务子信道的功率与导频由一固定因子 T2P 相关， 其取决于载荷类型以及靶向终止目 标。导频功率的适应性调节是通过包括内环和外环的闭环功率控制机制来执行的。内环旨 在将导频的 SINR(Ecp/Nt) 保持在阈值水平 T， 而外环功率控制改变此阈值水平 T， 例如基于 分组差错率 (PER) 来作此改变。
     当在接收机处执行 IC 时 ( 图 4)， 子信道增益的适应性调节对于系统而言将有所裨 益。 事实上， 由于每一子信道看到不同的干扰电平， 因此它们相对于导频而言的增益应相应 地作适应性调节以提供合需的性能。本节可解决对开销和导频子信道的增益控制的问题， 并且描述了用于对 T2P 作适应性调整以通过充分利用 IC 来提高系统吞吐量的技术。
     具有 IC 特征的系统中的重要参数
     可被调节的两个参数是开销子信道增益和话务 - 导频 (T2P) 增益。 当 TIC 活动时， 可将开销子信道增益增大 ( 相对于非 TIC) 以允许导频和开销性能之间有更灵活的权衡。 通 过用 G 来注记在当前系统中使用的基线 G， 开销信道增益的新值将是 ：
     G′＝ G·ΔG。
     在非 IC 方案中， 开销 / 导频子信道看到与话务信道所见的相同的干扰电频， 并且 一定比率的 T2P/G 可给予开销和话务信道性能两者以及导频信道估计以令人满意的性能。 当使用了 IC 时， 干扰电平对于开销 / 导频和话务是不同的， 并且 T2P 可被减小以允许这两 种类型的子信道有相干的性能。对于给定的载荷， 该方法可令 T2P 相对于制表值降低至 ΔT2P 分之一以满足这些要求。通过用 T2P 来注记在当前系统中用于特定载荷的基线 T2P， T2P 的新值将是 ：
     T2P′＝ T2P·ΔT2P。
     参数 ΔT2P 可被量化成一组有限或离散值 ( 例如， -0.1dB 到 -1.0dB) 并被发送给接 入终端 106。
     可被保持控制的一些量值是话务 PER、 导频 SINR、 以及热噪声增量。导频 SINR 不 应降落到良好的信道估计所需的最小水平之下。热噪声增量 (ROT) 对于确保功率受控的 CDMA 反向链路的稳定性和链路预算而言是很重要的。在非 TIC 接收机中， ROT 是在接收到 的信号之上定义的。一般而言， ROT 应保持在预定范围之内以给良好的容量 / 覆盖权衡留 出余地。
     热噪声增量控制
     I0 指示接收机的输入处信号的功率。 从接收到的信号消去干扰导致功率降低。 I0′ 指示 IC 之后在解调器 304 的输入处信号的平均功率 ：
     I0′≤ I0。
     I0′的值可在前端采样已用 IC 更新过之后从前端采样测得。当执行 IC 时， ROT 对 于开销子信道而言仍然很重要， 并且应关于一阈值来控制 ROT， 即要确保
     其中 N0 是噪声功率。
     但是， 话务及一些开销子信道也受益于 IC。 这些子信道的解码性能与在 IC 之后测 得的热噪声增量相关。有效 ROT 是 IC 之后的信号功率与噪声功率之比。有效 ROT 可由一 阈值来控制， 即，
     在噪声电平不改变的假定下， ROTeff 上的约束可等效地陈述为 I0′上的约束 ： 在此 是对应于 的信号功率阈值。固定开销增益技术
     当 ROT 增大时， 导频和开销信道 ( 其未受益于 IC) 的 SINR 降低， 从而导致擦除率 的潜在增长。为了对此效应作补偿， 或可将开销信道增益提高固定值或可通过针对特定系 统状况作适应性调整来提高开销信道增益。
     描述了在其中开销子信道的增益相对于导频而言固定的技术。 所提议的技术为每 一用户作导频子信道的电平和 ΔT2P 两者的适应性调整。
     在固定的 ΔG ＝ 0dB 下对 T2P 进行的闭环控制
     图 23 图解了对 Ecp 和 ΔT2P 以及固定的 ΔG ＝ 0dB 的闭环功率控制 (PC)( 框 2308)。 对 ΔT2P 和 Ecp 的适应性调整的这种第一解决方案包括 ：
     A. 内环和外环 2300、 2302 可用常规方式执行功率控制以实现对 Ecp 的适应性调整。 外环 2300 接收目标 PER 和话务 PER。内环 2304 接收阈值 T 2302 和测得导频 SINR 并输出 Ecp。
     B. 闭环增益控制 (GC)2306 基于对移除了的干扰的测量来适应性调整 ΔT2P。增益 控制 2306 接收测得的 ROT 和测得的 ROTeff 并输出 ΔT2P。接收机测量由 IC 方案移除了的干扰并适应性调整 ΔT2P。
     C. 可将 ΔT2P 放在消息中周期性地向扇区中的所有接入终端 106 发送。
     为进行 ΔT2P 的适应性调整， 若 IC 之后的干扰从 I0 降到了 I0′， 则 T2P 可由此减小 以下量 ：
     Ecp 将增大 ( 通过 PC 循环 2304) 如下 ：该系统在有 / 无 IC 特征的情况下总发射功率之比将是 ：在此 G 是开销信道增益。对于大的 T2P 值 ( 相对于 G 而言 )， 比率 C 可被近似为 ：对于有效 ROT 的估计而言， 有效 ROT 因 PC 和信道状况的改变而迅速变化。 相反地， ΔT2P 反映出 ROTeff 的缓慢变动。因此， 对于 ΔT2P 的选取， 有效 ROT 是借助于对 IC 之后的信 号的长求均窗来测量的。此求均窗可具有至少两倍于功率控制更新周期的长度。
     在固定的 ΔG ＞ 0dB 下对 T2P 进行的闭环控制
     图 24 与图 23 除了增益控制 2306 接收阈值有效 ROT 并且 ΔG ＞ 0dB( 框 2400) 外 是相同的。此用于对 ΔT2P 作适应性调整的替换方法是基于对 IC 和非 IC 系统两者具有相 同的蜂窝消去覆盖的要求。Ecp 分布在两种情形中是相同的。IC 的作用在满载的系统上是 双倍的 ： i)IC 之前的信号功率 I0 相对于无 IC 特征的系统的信号功率将有所提高 ； ii) 由于 藉由 PER 控制的闭环功率控制， I0′将倾向类似于无 IC 特征的系统的信号功率。ΔT2P 是如 下来作适应性调整的 ：
     基于 ACK 对 ΔT2P 的控制 图 25 图解了基于具有固定开销子信道增益的 ACK 子信道对 Ecp 和 ΔT2P 的 PC( 框2506)。 对 ΔT2P 的闭环 GC 要求有从 BTS 到 AT 的反馈信号， 在此所有 AT 从 BTS 接收到相 同的 ΔT2P 广播值。一种替换解决方案是基于对 ΔT2P 的开环 GC 2510 以及对导频的闭环 PC 2500、 2504。闭环导频 PC 包括内环 2504， 其根据阈值 T02502 调整 Ecp。外环控制 2500 受开 销子信道的擦除率——例如数据率控制 (DRC) 子信道出错概率或 DRC 擦除率指导。每当 DRC 擦除率超过一阈值时就将 T0 增大， 但当 DRC 擦除率低于该阈值时将其逐渐减小。
     ΔT2P 是通过 ACK 前向子信道来作适应性调整的。具体而言， 通过测量 ACK 和 NACK 的统计特性， AT 就能评价 BTS 处的话务 PER( 框 2508)。增益控制 2510 比较目标话务 PER 和测得 PER。每当 PER 高于一阈值时， 就将 ΔT2P 增大， 直至 T2P′达到非 IC 系统的基线值 T2P。另一方面， 对于较低的 PER， 将 ΔT2P 减小以充分利用 IC 过程。
     可变开销增益技术
     收发机的一种进一步的优化可通过不仅对 ΔT2P 还对开销子信道增益 (G 开销 ) 作 针对 IC 过程的适应性调整来获得。在此情形中， 需要一额外的反馈信号。ΔG 的值可量化 为从 0dB 到 0.5dB。
     基于干扰功率的开销增益控制
     图 26 与图 24 除开销 GC 2600 外相类似。一种用于对开销子信道 2600 作 GC 的方 法是基于 IC 之后测得的信号功率。在此情形中， 假定了 Ecp 以提供与无 IC 特征的系统相同 的蜂窝小区覆盖。 IC 之前的信号具有增大的功率 I0， 并且开销增益对此增大的干扰作补偿。 此实现通过如下设置来适应性调整开销增益 ：
     ΔG 可被控制以不降到 0dB 以下， 因为这将对应于降低开销子信道功率， 而这是不 大可能有帮助的。
     此增益及功率控制方案可包括如图 23 中所示的针对 Ecp 的内环和外环 PC2304、 2300、 如上面描述的针对 ΔG 的 GC 环路 2600、 针对 ΔT2P 的开环 GC 2306， 其中 ΔT2P 是在每 当 PER 高于一目标值时被增大， 并且在 PER 低于此目标时被减小。ΔT2P 的一最大等级被允 许， 其对应于非 IC 接收机的该等级。
     唯 DRC 开销增益控制
     图 27 图解了具有唯 DRC 开销增益控制 2702 的图 26 的一种变形。
     即使在开销子信道增益作了适应性调整时， 对 ΔT2P 的增益控制 2700 也可如上面 描述地用闭环来执行。在此情形中， Ecp 和 ΔT2P 是如图 23 的方案中那样被控制， 而开销子 信道增益 2702 的适应性调整是通过 DRC 擦除率来执行的。具体而言， 如果 DRC 擦除高于一 阈值， 则将开销子信道增益 2702 增大。当 DRC 擦除率低于一阈值时， 将开销增益 2702 逐渐 减小。
     在多扇区多蜂窝小区的网络中对 T2P 的控制
     由于对 ΔT2P 的 GC 是在蜂窝小区层面上执行的， 并且 AT 106 可能处于软换手中， 因 此各个扇区可能会生成不同的适应性调整请求。在此情形中， 对于要向 AT 发送的 ΔT2P 请 求的选取可考虑各种可选项。在蜂窝小区层面上， 一种方法是可在满载扇区所要求的那些 T2P 减小当中选取最小的 T2P 减小， 即，
     其中是扇区 s 所要求的 ΔT2P。AT 可接收来自各个蜂窝小区的不同请求， 并且在此情形中还可能采纳各种准则。一种方法可选取对应于服务扇区的 ΔT2P 以确保与其最 可靠的通信。 对于在蜂窝小区和在 AT 两者处对 ΔT2P 的选取， 其他选择也可被考虑， 包括被请求 的值当中的最小、 最大、 或平均值。
     一个重要的方面是令移动台使用 T2P′＝ T2P×ΔT2P 以及 G′＝ G×ΔG， 在此 ΔT2P
     是在 BTS 处基于 I0 和 I0′的测量 ( 以及还可能有25的知识 ) 来计算的， 并且 ΔG 也是在 BTS102437866 A CN 102437874说明书22/31 页处计算的。当在 BTS 处计算出了这些 Δ 因子时， 它们由每一 BTS 向所有接入终端广播， 后 者相应地作出反应。
     本 文 中 公 开 的 概 念 可 被 应 用 于 WCDMA 系 统， 其使用诸如专用物理控制信道 (DPCCH)、 增强型专用物理控制信道 (E-DPCCH)、 或高速专用物理控制信道 (HS-DPCCH) 等的 开销信道。WCDMA 系统可使用专用物理数据信道 (DPDCH) 格式和 / 或增强型专用物理数据 信道 (E-DPDCH) 格式。
     本文中公开的系统和方法可被应用于具有两种不同的交织结构——例如 2ms 传送 时间区间和 10ms 传送时间区间——的 WCDMA 系统。由此， 前端存储器、 解调器、 和减法器可 被配置成横跨具有不同传送时间区间的分组的一个或多个子分组。
     对于 TIC， 话务数据可由一个或多个用户以 EV-DO 发行版 0 格式或 EV-DO 修订版 A 格式来发送。
     本文中描述的具体解码次序可对应于解调和解码的次序。 重新解码一分组应当是 来自于重新解调， 因为解调来自 FERAM 312 的分组的过程将干扰消去转换成更好的解码器 输入。
     导频干扰消去
     图 28 图解了 rake 接收机内的采样缓冲器 2808 和耙指处理器 2800 的一个实施 例。rake 接收机可包括很大数目的个体耙指处理器 2800——诸如 256 或 512 个耙指处理 器 2800——以处理数条多径。替换地， rake 接收机可包括单个高速处理器来以时分方式处 理数条多径， 这是模拟了数个耙指处理器 2800 的功能。
     采样缓冲器 2808 的一个实施例可以是一存储在码片率 ×2(“码片 ×2” ) 的采样 率下的数据采样的片段的循环随机存取存储器 (RAM)。此码片率等于 1/TC， 在此 TC 是码片 历时。例如， 码片率可以是 1.2MHz。也可使用其他码片率。
     耙指处理器 2800 可被用于 cdma20001xEV-DO 系统或其他系统。耙指处理器 2800 包括信道估计器 2802、 数据解调单元 2804、 以及导频干扰估计器 2806。 信道估计器 2802 包 括解扩器 2810、 导频反信道化器 2812、 和导频滤波器 2814。 数据解调单元 2804 包括解扩器 2818、 数据反信道化器 2820、 和数据解调器 2822。导频干扰估计器 2806 包括消去因子计算 单元 2824、 乘法器 2826 和 2832、 重构滤波器表 2838、 导频重构滤波块 2830、 导频干扰累积 块 2828、 导频信道化器 2834、 和扩展器 2836。
     解扩器 2810、 2818 从扩展序列发生器接收复共轭扩展序列 pm*——例如伪随机噪 声 (PN) 序列。在一个实施例中， 解扩器 2810、 2818 首先将来自采样缓冲器 2808 的从多径 的时间偏移 tm 起的片段的数据采样乘以扩展序列 pm*( 解扩 )， 然后重新采样这些经解扩的 数据采样。在另一个实施例中， 解扩器 2810、 2818 首先重新采样来自采样缓冲器 2808 的从 多径的时间偏移 tm 起的片段的数据采样， 然后将这些重新采样到的数据采样乘以扩展序列 * pm 。
     图 28 中的解扩器 2810、 2828 可包括重采样器或内插器， 其重新采样、 升采样、 求 和、 抽取、 或内插来自采样缓冲 2808 的数据采样来达到合需的采样率。重新采样的类型取 决于存储在采样缓冲 2808 中的收到信号采样的采样率。例如， 解扩器 2810 可在码片 ×2 的采样率下将来自采样缓冲 2808 的采样升采样到耙指时间偏移的最大解析度， 例如码 片 ×8。解扩器 2810 可将码片 ×8 的采样抽取成码片 ×1 用作至导频反信道化器 2812 的输出。 一般而言， 耙指处理器 2800 的不同组件可能会使用不同的采样率 —— 诸如码 片 ×1、 码片 ×2、 码片 ×4、 码片 ×8。较高的采样率如码片 ×8 等可提升采样的性能和准 确性。较低的采样率如码片 ×2 等可能准确性较低但却通过减少了计算复杂度和处理时间 而提高了效率。
     导频反信道化器 2812(a) 接收来自解扩器 2810 的经解扩数据采样以及导频信道 化码 Cpilot， 并且 (b) 输出经反信道化的导频码元。类似地， 数据反信道化器 2820(a) 接收 m， 来自加法器 2816 的经解扩数据采样以及数据信道化码 Cdata，m， 并且 (b) 输出经反信道化的 数据码元。
     导频滤波器 2814 推导出至少两个值， hm 和 Nt， 其可以诸如 hm/Nt 和 |hm|2/Nt 等各种 形式从导频滤波器 2814 输出。hm 是对指派给耙指处理器 2800 的特定多径的信道估计。此 信道估计 hm 可对应于信道系数 ( 振幅、 相位、 以及延迟或时间偏移 )。导频滤波器 2814 可 使用一个或多个片段——例如当前片段 “n” 和 / 或过去或将来的片段——来提供信道估计 hm。在一个示例中， 导频滤波器 2814 使用 4 到 6 个片段来推导信道估计。替换地， 导频滤波 器 2814 可使用一个或多个片段来提供将来信道估计， 即信道估计的预测。信道估计 hm 将 如下面描述地被导频干扰估计器 2806 用于导频重构。导频滤波器 2814 向乘法器 2826 输 出的信道估计 hm 可以是具有 I 和 Q 分量的复值。
     Nt 是此耙指处理器 2800 所见的噪声方差加干扰项。 如果信道估计 hm 的方差很高， 则该信道是有噪的。hm/Nt 被数据解调器 2822 用来解调数据。|hm|2/Nt 被消去因子计算单 元 2824 使用。导频滤波器 2814 可包括相位旋转器或相位校正器。
     若接收机具有完好的信道状态信息， 那么由多个耙指处理器 2800 所作的干扰消 去可增大多址信道的容量。 在现实中， 每一用户的信道是时变的， 并且估计可靠的信道状态 信息可能是一项挑战。 应通过使用现实的或可靠的基于导频的信道估计来从接收到的信号 中消去每一用户的导频。使用不可靠的信道估计将会导致数据采样的过消去。若信道估计 器 2802 监测到不可靠的基于有噪导频的信道估计， 那么消去因子计算单元 2824 减少或阻 止消去。 由此， 消去因子计算单元 2824 使得导频干扰消去之后的残差能量 ( 噪声 ) 最小化。
     例如， 三个耙指处理器 2800 可在不同偏移上处理同一收到信号并监测出不同的 SNR 或信道估计。 如果一个耙指处理器监测到一特定的有噪信道， 则在作导频干扰消去时将 该耙指处理器重构出的导频的贡献减小 ( 按比例缩小 ) 将是可取的。
     如果 Nt( 是此耙指处理器 2800 所见的噪声方差加干扰项 ) 很高， 并且导频信道强 2 度 |hm| 很低， 那么信道估计 hm 可能是不可靠的。消去因子计算单元 2824 可选择低消去因 子 αm， 诸如 0、 .1、 .2、 .5 等。这降低了耙指处理器 2800 用来重构导频采样的有噪信道估 计的振幅。
     如果 Nt 很低， 并且导频信号强度 |hm|2 很高， 那么信道估计 hm 可能是可靠的， 并且 消去因子计算单元 2824 可选择高消去因子 αm， 诸如 .8、 .9、 1.0 等。如果 Nt 很高， 并且导 2 频信号强度 |hm| 也很高， 那么信道估计 hm 可能一定程度上是可靠的， 并且消去因子计算单 元 2824 可选择适中的消去因子， 诸如 .5、 .6、 .7、 .8 等。消去因子 αm 的值可取决于是如何 实现导频解调的以及是如何推导信道估计的。 在一些情形中， 消去因子 αm 可被选择成大于 1。例如， 在导频解调期间， 信道的相位可能会被不正确地对齐， 这导致能量被消去。此信道
     具有欠估计的信号振幅或有偏的信道估计。由此， 选择并使用大于 1 的消去因子 αm 将向 信道估计加回一定的校正。 下式对于具有高斯噪声的在一个片段上恒定的信道而言是最优 的。
     在一个实施例中， 消去因子计算单元 2824 使用来自导频滤波器 2814 的 |hm|2/Nt 来 从下式计算消去因子 αm ：
     αm ＝ [(|hm|2/Nt)N]/[1+(|hm|2/Nt)]，
     在此 |hm|2/Nt 可与 Ecp/Nt 成比例， Ecp 是信道估计器 2802 估计出的每码片能量， Nt 是噪声 (Ecp/Nt 表示信噪比 )， 并且 N 是信道估计的求均长度。N 表示用于估计 hm 和 Nt 的采 样的数目。N 可以使片段长度， 诸如 512、 1024、 或 2048 个码片。
     在另一个实施例中， 消去因子计算单元 2824 使用来自导频滤波器 2814 的 |hm|2/Nt 来从查找表 (LUT) 中选择最优消去因子 αm。此查找表包括预先确定的 |hm|2/Nt 的值或范 围并且对应于预先确定的消去因子 αm。
     第一乘法器 2826 将信道估计 hm 乘以来自消去因子计算单元 2824 的计算出的或 选定的消去因子 αm 即作比例定标来提供每片段加权的信道系数。
     导频重构滤波
     如果多径收到信号的时间延迟或偏移 tm 是码片历时 TC 的整数倍加上码片历时 TC 的某一分数即小于一个码片的历时 TC， 则会发生码片间干扰 (ICI)。耙指处理器 2800 执行 重构滤波来计及发射机所作的脉冲整形。具体而言， 图 28 中的重构滤波器表 2838、 第二乘 法器 2832、 和导频重构滤波块 2830 计及估计出的传送脉冲的多个波瓣即多个抽头， 而不仅 仅是估计出的传送脉冲的中心波瓣即中心抽头或峰值。由耙指滤波器 2800 执行的滤波提 供更可靠的重构导频采样。若不考虑传送脉冲的形状以及接收滤波器和重构滤波， 重构出 的导频信号则可能无法准确地反映出该导频对接收到的采样的贡献。
     在一个实施例中， 导频重构滤波块 2830 包括多相有限冲激响应滤波器 (FIR)， 其 将抽取——例如从码片 ×8 到码片 ×2——与滤波组合在单个过程中。多相滤波器可以是 在给定一相位的前提下根据该给定相位来抽取滤波器函数， 然后执行滤波。 例如， 多相滤波 器可使用以 8 个不同的可能相位作 1/8 抽取的卷积。输入到滤波器表 2838 的时间偏移 tm 选择对应于 8 个不同的可能相位之一的滤波器系数。 乘法器 2832 将这些滤波器系数 ( 根据 所选的相位 ) 乘以信道估计和消去因子。重构滤波块 2830 用这些滤波器系数、 信道估计、 和消去因子来对在码片 ×8 下从扩展器 2836 而来的经扩展的导频信号进行滤波 ( 执行卷 积 )。如果此卷积有 64 个采样 (8 组各 8 个采样 )， 则在作 1/8 抽取之后， 重构滤波块 2830 是 8 抽头的滤波器并且仅滤波 8 个采样。此实施例可降低导频干扰估计器 2806 的复杂度。
     重构滤波器表 2838 存储表示估计出的传送脉冲 φTX(t) 以及接收滤波器 φRX(t) ( 例如低通滤波器 ) 的卷积 φ(t) 的一组预先计算出的滤波器系数。终端 106 的传送滤波 器所使用的传送脉冲 φTX(t) 可为基站 104 处的耙指处理器 2800 所知或估计出。传送脉冲 φTX(t) 可由移动电话制造商或由诸如 IS-95、 cdma2000 等的标准来定义。接收滤波器函数 φRX(t) 理想地可以是与传送滤波器的匹配滤波器 (MF)， 但实际的接收滤波器可能并非恰 好与传送滤波器匹配。接收滤波器函数 φRX(t) 可在制造基站接收机时设置。
     在一种配置中， 卷积在耙指处理器 2800 中最高的采样率 ( 耙指时间偏移的最大解 析度 )——例如码片 ×8 下被采样， 从而滤波器表 2838 包括多个滤波器表， 例如 8 个滤波器表， 在其中第 i 个滤波器表对应于原始的码片 ×8 自相关函数 φ 在时间偏移 i 处的码片 级采样， 其中 i ＝ 0， 1， 2， ...7。每个滤波器表可以具有 2M+1 个抽头条目， 并且每个条目可 以有 16 个比特。在一个实施例中， M 被选择成大于或等于 2 以减小性能损失 ( 如果 M ＝ 2， 那么 2M+1 ＝ 5)。滤波器表可计及码片 ×1 下 5-13 码片时间跨距 ( 在此 M ＝ 2 到 6， 并且 2M+1 ＝ 5 到 13)， 或 33-97 码片 ×8 时间跨距 ( 在此 M ＝ 2 到 6， 并且 2M(8)+1 ＝ 33 到 97)。 在一个实施例中， 多个耙指处理器 2800 可使用相同的滤波器表 2838。
     在一个实施例中， 每一耙指处理器 2800 的第二乘法器 2832 可在合适的时间偏移 tm( 指派给该耙指滤波器 2800) 上访问两张此类滤波器表以重构码片 ×2 的导频采样， 一张 表用于偶采样， 一张表用于奇采样。第二乘法器 2832 将来自第一乘法器 2826 的经比例定 标的每片段信道估计 hm 系数与这两张选定的滤波器表中的每一滤波器抽头 ( 预先计算出 的滤波器系数 ) 相乘。第二乘法器 2832 将每片段滤波器抽头系数 ( 例如， 在码片 ×2 下 ) 输出到导频重构滤波块 2830。
     在一个实施例中， 若导频重构滤波块 2830 的输出在码片 ×2 下提供采样， 那么在 导频干扰估计器 2806 中不需要单独的重采样器。 重构滤波块 2830 可将码片率变至采样率。
     图 28 中的扩展器 2836 可接收当前片段 “n” 的扩展序列 pm， 并提供针对当前片段 “n” 而不是下一片段 “n+1” 的经扩展的导频信号 ( 例如， 复 PN 序列码片 )。由此， 图 28 的 耙指处理 2800 重构当前片段 “n” 的导频干扰。在重构并积累来自多个耙指处理器的针对 当前片段 “n” 的导频干扰与然后从当前片段 “n” 的数据采样中扣除当前片段 “n” 的累积的 重构导频干扰之间可能会有很短的延迟。但此途径 ( 从当前片段 “n” 的数据码片中消去当 前片段 “n” 的累积的重构导频干扰 ) 可提供更加可靠 / 准确的导频干扰消去， 对于高度时 变的信道而言尤甚。
     导频信道化器 2834 可接收具有 I 和 Q 分量的复信道化码。扩展器 2836 可接收具 有 +/-1 或 +/-i 这 4 种可能的值的复 PN 序列。导频信道化器 2834 和扩展器 2836 可在当 前片段 “n” 的每一侧上生成额外的码片以协助导频重构滤波块 2830 作滤波。
     导频重构滤波块 2830 执行实际的滤波， 即执行对来自扩展器 2836 的经扩展导频 信号 ( 例如， PN 序列 ) 与滤波器表系数 φ(t)、 消去因子、 和信道估计之积的卷积。例如， 导频重构滤波块 2830 可包括在码片 ×1 下的两个 5 抽头滤波器、 9 抽头滤波器、 或 13 抽头 滤波器。对于每一滤波器可有 2M+1 个抽头。由导频重构滤波块 2830 提供的滤波可减轻 ICI( 码片间干扰 ) 的影响。
     导频重构滤波块 2830 可在码片 ×2 解析度下重构一个片段的用户时间对齐的导 频信号， 并提供码片 ×2 的导频采样。在另一个实施例中， 导频重构滤波块 2830 滤波在码 片 ×8 下过采样的 PN 序列， 并且重采样器 ( 居于导频重构滤波块 2830 与缓冲 2828 之间 ) 将来自导频重构滤波块 2830 的码片 ×8 采样以从 0 到 7 的给定相位即起始采样 ( 取决于 时间偏移 tm) 抽取成码片 ×2。这些采样随后被存储在缓冲 2828 中。
     导频重构滤波块 2830 输出包括指派给耙指滤波器 2800 的多径的估计导频采样的 重构导频干扰信号 导频重构滤波块 2830 可包括相位解旋器或相位校正器， 在解扩器 2810 包括对频率偏移作补偿的相位旋转器的情况下尤甚。
     导频干扰累积缓冲
     导频干扰累积缓冲 2828 存储并累积来自导频重构滤波块 2830 的在恰适的时间偏移处的重构导频。 举一例而言， 导频干扰累积缓冲 2828 可以是循环随机存取存储器 (RAM)。 在一种配置中， 可有单个导频干扰累积缓冲 2828 存储并累积来自多个耙指处理器 2800 的 多个导频重构滤波块 2830 的具有不同时间偏移的重构导频采样。单个干扰累积缓冲与在 多个耙指滤波器中有多个干扰累积存储器的实施例相比可使用较少的存储器空间以及其 他资源。
     导频干扰累积缓冲 2828 可具有与采样缓冲 2808 相同的解析度。 例如， 导频干扰累 积缓冲 2828 可以在码片 ×2 的解析度下， 即在 2× 码片率下操作。如果每一片段具有 512 个码片的长度， 则导频干扰累积缓冲 2828 可存储至少两个片段， 即 512 码片 / 片段 ×2 采 样 / 码片＝ 1024 个导频采样， 其是从导频重构滤波块 2830 生成的。在至少 2 个片段的长 度下， 导频干扰累积缓冲 2828 可存储先前导频采样的重叠。导频干扰累积缓冲 2828 可用 其他大小来实现。导频干扰累积缓冲 2828 可使用其他采样率， 诸如 3/2 或 4/3× 码片率。
     在耙指处理器 2800 结束重构导频之后， 干扰累积缓冲 2828 包含总导频干扰估计。 每一耙指处理器 2800 中的加法器 2816 然后从接收到的信号 ( 来自采样缓冲 2808) 逐采样 地扣除干扰累积缓冲内容 ( 来自干扰累积缓冲 2828) 以向数据解调单元 2804 提供无导频 的数据采样。
     使用单个干扰累积缓冲的复杂度降低可通过使重构出的导频独立于多径 ( 用户 ) 到来时间来达成。例如， 重构出的导频可在码片 ×2 的速率下并且系统时间对齐地来生成。 由此， 重构出的导频可独立于多径 ( 用户 ) 到来时间。可根据系统时间而不用考虑耙指或 用户时间即不用重新采样地从采样缓冲 2808 所提供的收到信号中经由例如猝发扣除等来 直接扣除由干扰累积缓冲 2828 提供的重构导频。这就消除了对重采样器的需要。
     反向链路蜂窝小区间和蜂窝小区内干扰消去
     可通过例如基于扣除 (1) 到达 BTS( 基站 )104 处的所有接入终端 106 的导频信 号、 (2) 在 BTS 处解码出的接入终端开销信道、 以及 (3) 在 BTS 104 处解码出的接入终端话 务数据信道在给定 BTS 104 处消去扇区内干扰来增大 CDMA 系统的反向链路容量。
     在实用的部署中， 来自接入终端 106 的信号往往可在一个以上 BTS 104 处被以合 理的功率接收到， 诸如反向链路 CDMA 接入终端 106 在软换手中就是这种情况。本节下面描 述用于从没有成功解码出接入终端的信号的 BTS 104 移除该接入终端的蜂窝小区间干扰 的技术。这可称作 BTS-BTS 干扰消去。
     图 29 图解了配置成共享解码出的数据以供反向链路蜂窝小区间干扰消去之用的 多个基站 104。 图 30 图解了令多个基站 104 共享解码出的数据以供反向链路蜂窝小区间干 扰消去之用的方法。 第一基站 104A 接收来自接入终端 106 的信号并将该信号的采样存储在 采样缓冲 ( 例如， 图 3 中的缓冲 312) 中。在图 30 的框 3000 中， 第一基站 104A 可从所存储 的采样解调并成功解码出至少一个信号、 诸如导频、 数据分组、 和 / 或开销信道。 在框 3002， 第一基站 104A 可将从这至少一个信号——诸如导频、 数据分组、 和 / 或开销信道解调解码 出的信息经由 (a) 第一与第二基站 104A、 104B 之间的直接链路 110( 有线的， 例如光纤， 或 无线的 ) 和 / 或 (b) 与第一和第二基站 104A、 104B 通信的基站控制器 (BSC)102 发送给第 二基站 104B。
     在框 3004， 第二基站 104B 可使用此解码出的分组来估计信道参数——包括多径 延迟和 / 或信道系数， 并重构出数据采样对接收到的采样的贡献 ( 使用编码、 调制、 滤波等 )。在框 3306， 第二基站 104B 可随即从第二基站的采样缓冲扣除这些重构出的采样， 这 减少了对所存储的采样中存在的其他信号的干扰。
     以此方式， 第二基站 104B 可在此解码出的分组是在足够高的话务 - 导频 (T2P) 比 下被传送——这对应于较高的数据率的情况下重构不可靠地接收到其导频信号 ( 即， 不可 靠的导频信道估计 ) 的接入终端 106 的信道估计。
     第二基站 104B 可能 (a) 已监测到来自接入终端 106 的导频信号， 并且已试图解调 ( 以指派的 RAKE 耙指处理器 ) 和解码分组 ( 即， 接入终端 106 处于软换手中 )， 或 (b) 尚未 试图解调和解码来自接入终端 106 的分组， 因为第二基站 104B 没有从接入终端 106 接收到 足够强的信号。在第二种情形中， 从接入终端 106 接收到的任何信号在第二基站 104B 处可 被视为噪声。
     第一基站 104A( 或基站控制器 102) 可维护从接入终端 106 接收到信号或是落在 接入终端 106 的范围内的一个或多个其他基站的列表 ( 例如， 活跃集列表 )， 从而第一基站 104A 知道要向何处发送经解调和解码的数据。
     由此， 多个基站 104A、 104B 可共享解码出的数据以移除干扰。在基站 104A、 104B 之间传送的信息或可以是解码出的数据比特、 经重编码的数据比特、 已调制码元、 或已调制 / 交织码元。 在一种配置中， 此信息或可以是 (a) 原始数据比特以使基站 104A、 104B 之间所 需的传递带宽最小化， 或可以是 (b) 接入终端 106 的最终传送码元以使接收方基站 104 处 所需的重新生成处理量最小化。
     本文中描述的方法和系统可使用导频干扰消去 (PIC)、 话务干扰消去 (TIC)、 或开 销干扰消去 (OIC)、 或是 PIC、 TIC 和 OIC 的任意组合。
     本文中描述的方法和系统可随混合式 ARQ 实现， 在其中分组是在一股时间上分离 的子分组的交织上传送的。图 7 图解了可用于 CDMA 1xEV-DO 修订版 A 的 RL 的一种交织结 构。每一股交织是 4 时隙长， 并且有 3 股交织。因此， 在给定的一股交织的一子分组的末尾 与同一股交织的下一子分组的起始之间存在有 8 个时隙。 8 个时隙是足够供接收机 ( 例如， 基站 104) 解码该分组并向发射机 ( 例如， 接入终端 106) 中继一 ACK 或 NAK 的时间。也可 将同一股交织的两个子分组之间的时间用于把解码出的比特从一 BTS 104 中继到其他附 近的也很可能接收到了来自接入终端 106 的该解码出的分组的干扰的 BTS。
     由于接入终端 106 在不同的帧偏移上传送 ( 即， 在不同的时隙边界上开始子分 组 )， 因此在下一帧偏移之前用解码出的分组消去接入终端 106 的干扰将是有用的， 因为那 些子分组 ( 对应于这些解码出的分组 ) 与当前帧偏移将有 75％的重叠。为在同一 BTS 处 的 IC 而言实现此是合理的， 但是要在另一 BTS 处消去干扰可能时间太短。但是， 对于另 12 个时隙将不会发生有 100％重叠的子分组。因此， 在具有 H-ARQ 特征的系统中， 通过在对于 EV-DO 而言是 10 个时隙——对应于 16.6ms 的级数上消去来自其他蜂窝小区的诸接入终端 106 的干扰就可达成显著百分比的 IC 增益。
     图 10 图解了横跨全部 4 个子分组的接收机缓冲 312 的一个示例， 对于 EV-DO 修订 版 A， 其可由 40 时隙的缓冲来达成， 因为每个 4 时隙的子分组之间有 8 个时隙。为便于说 明， 图 10 仅考虑了单股交织以及在相同帧偏移上的 3 个用户以着重突出在 H-ARQ 下的干扰 消去操作。此图示出此 40 时隙的缓冲中哪些子分组在各自对应于所考虑的交织上另一子 分组的到来的 3 个时间实例 (n， n+12， n+24) 处被消去。一般而言， IC 或可被顺序地应用于每一接入终端 106 或可被应用于诸群接入终端 106。在图 10 中， IC 是被应用于在相同帧偏移上发送子分组的诸群接入终端 106， 但是在群 内并不执行逐次干扰消去。例如， 当用户 1 的分组 ( 即， 接入终端 1) 在时间 n 解码出时， 这 帮助用户 2 和 3 的分组在时间 n+12 解码出， 这进一步帮助用户 1 在时间 n+24 解码出。当 其他用户接下来的子分组到达时， 可在重新尝试对其进行解码先消去先前解码出的分组的 所有子分组。
     上面描述的蜂窝小区间干扰消去技术可在 CDMA 系统或 OFDM 系统中实现。 在 CDMA 系统中， 扇区内诸接入终端 106 在基站 104 处产生干扰。在解码出接收到的接入终端 106 的数据之后， 可将接入终端 106 传送的话务数据的干扰从基站接收到的采样中扣除。
     在 OFDM 系统中， 在扇区或蜂窝小区内， 诸接入终端通常将被指派唯一性的频率 ( 即， 频调 )。 但其他蜂窝小区中诸接入终端可能正在使用那些频率中的一个或多个。 因此， 在 OFDM 系统中消去蜂窝小区间干扰是很有用的。这可通过将用户的数据从一个 BTS 中继 到另一 BTS 来实现， 在其中可对每一频率频调执行信道估计继之以消去。
     在具有功率控制的 CDMA 反向链路上， 降低蜂窝小区间干扰允许用户对于相同的 数据率能在较低的功率下传送， 这可增加所支持的用户的数目或提高那些用户的数据率。 图 31 图解了配置成基站 3100A 内共享解码出的数据以实现反向链路干扰消去的 多个处理单元 3102A-3102C。每一基站 3100 可具有多根天线 300A-300F。例如， 对于三扇 区的每一扇区可有两根天线 300。
     每一处理单元 3102 可包括软件、 硬件、 或软件与硬件的组合。例如， 软件处理单元 3102 可包括数字信号处理器 (DSP) 或执行存储在存储器内的指令的微处理器。 硬件处理单 元 3102 的一个示例可包括专用集成电路 (ASIC) 或门阵列， 诸如现场可编程门阵列 (FPGA)。 处理单元 3102 可表示信道卡或信道卡上的微芯片。举一例而言， 第一处理单元 3102A 可被 指派处理来自一组 100 个接入终端的反向链路信号， 而第二处理单元 3102B 可被指派处理 来自另一组 100 个接入终端的反向链路信号。
     在一种配置中， 共享解码出的数据以实现反向链路干扰消去的两个处理单元 3102 使用相同的频率载波。共享解码出的数据以实现反向链路干扰消去的两个处理单元 3102 可接收来自同一组一根或多根天线 300 或者两根或多根不同天线 300 的信号。由此， 共享 解码出的数据以实现反向链路干扰消去的这两个处理单元 3102 并不限于处理从同一扇区 接收到的信号。
     本文中的概念可被应用于能被配置成共享解码出的数据并执行干扰消去的任意 两个实体、 设备、 站、 处理单元、 模块或终端。干扰消去可以是蜂窝小区间的或蜂窝小区内 的。例如， 一个基站 3100A 中的两个或多个处理单元 3102A-3102C 可共享解码出的数据并 执行反向链路干扰消去。又如， 一个基站 3100A 中的一个或多个处理单元 3102A-3102C 可 与另一基站 3100B 中的一个或多个处理单元 3102D-3102F 共享解码出的数据以实现反向链 路干扰消去。
     可使用蜂窝小区间数据指导式集成电路 (IC) 来移除重用干扰。给定了同一股交 织诸子分组之间的 H-ARQ 延迟， 解码出的分组可向非解码软换手边 ( 例如， 在其处没有解码 出该分组的其他附近的基站 ) 重新广播。如果这些其他基站正在跟踪该用户的多径的到达 时机， 则来自解码基站的已解码出的分组广播将在这些基站处被用于执行数据指导的信道
     估计以及导频和话务干扰的消去。如果这些基站没有在跟踪该用户的多径到达时机， 则可 基于数据指导的时间跟踪来估计多径到达时机， 继之以数据指导的信道估计以及导频和话 务干扰的消去。
     具有多个信号接收单元和一中央处理器的有干扰消去特征的系统
     如图 1 中的一般化蜂窝架构包括连接到基站控制器 (BSC)102 的多个基收发机站 (BTS)104A-104B。来自接入终端 106A-106H 的信号的解调和解码是在每一 BTS 104 处独立 地执行的。在反向链路软换手中， 接入终端 106D 的信号可在一个或多个 BTS 104A-104B 处 解码， 并且 BSC 102 实现选择分集。本节在以下描述配置成针对一簇蜂窝小区执行解调、 解 码、 以及反向链路干扰消去的中央 “超级 BTS” 处理器 3204( 图 32)。
     图 32 图解了一种具有多个分布式的射频 (RF) 信号接收单元 3200A-3200D、 多条高 速链路 3202A-3202D 以及一中央处理器 3204 的系统。
     信号接收单元 3200A-3200D 也可被称为天线、 接收机、 RF 头、 接入点等。每一接 收单元 3200 被配置成接收来自称为蜂窝小区的一特定地理区域内的一个或多个接入终端 106 的信号。在图 32 中， 每一蜂窝小区被示为一个圈。一群或 “一簇” 蜂窝小区可选择性地 定位或分布开以覆盖很大的地理区域。换言之， 接收单元 3200A-3200D 可彼此间隔开 ( 空 间分布 ) 很大的距离， 诸如数百米或数千米。两个或多个蜂窝小区可部分重叠。在一种配 置中， 每一接收单元 3200 还可向诸接入终端传送信号。 每一接收单元 3200 可具有比标准基站少的组件。例如， 每一接收单元 3200 可包 括一根或多根天线、 放大器、 滤波器和信号采样器。在一种配置中， 每一接收单元 3200 可具 有三到六根天线， 并且接收单元 3200 可从一根或多根天线向中央处理器 3204 发送接收到 的数据。 每一蜂窝小区可被分成多个扇区， 诸如每蜂窝小区三个扇区， 在其中每一扇区具有 两根相应的天线。
     中央处理器 3204 被配置成针对一簇蜂窝小区实现 RL 干扰消去。
     图 33 图示了一种使用图 32 的系统的方法。在框 3300 中， 多个信号接收单元 3200A、 3200B 接收由诸接入终端 106 传送的信号。在框 3302， 每一信号接收单元 3200 跨高 速链路 3202——诸如一条或多条光纤——向中央处理器 3204 传送接收到的信号。
     中央处理器 3204 可被称为 “超级 BTS” 。在框 3304 中， 中央处理器 3204 将从诸信 号接收单元 3200 接收到的所有信号的采样存储在单个缓冲或多个缓冲 ( 其可被称作子缓 冲 ) 中， 在此每一子缓冲存储来自一特定信号接收单元 3200 的信号。 缓冲的示例在图 3、 4、 8、 10、 和 28 中示出并已在上面描述。
     在框 3306 中， 中央处理器 3204 解调 ( 例如， 用 RAKE 接收机 ) 并解码来自所存储 的采样的数据， 并执行干扰消去 ( 重构数据、 导频、 或导频采样， 并将其从缓冲中存储的采 样中扣除 )。解调器和解码器的示例在图 2-4 和 28 中示出并已在上面描述。
     例如， 如果接入终端 106 发送了足够强的多径信号， 其在信号接收单元 3200A 和 3200B 两者处被接收到， 在尝试解码数据分组之前， 这些多径可由中央处理器 3204 加以组 合。如果同一分组对于此接入终端 106 成功解码出， 则可将该分组从信号接收单元 3200A 和 3200B 两者接收到的采样 ( 存储在中央处理器 3204 处 ) 中消去。
     另外， 一个信号接收单元 3200D 可能没有从接入终端 106 接收到足够强的导频信 号 ( 例如， 收到信号功率低于一阈值 )， 并且中央处理器对此接入终端 106 的分组解码并不依赖于信号接收单元 3200D 所接收到的采样。如果来自此接入终端 106 的诸分组之一刚刚 成功解码出， 那么中央处理器 3204 仍可尝试对信号接收单元 3200D 接收到的采样执行针对 此分组的信道估计和干扰消去。此信道估计将基于解码出的数据信道信噪比， 而其往往远 高于导频信噪比。
     基站控制器可与上百个基站通信。在一种配置中， 中央处理器 3204 可与较少数目 个信号接收单元 3200 通信， 诸如 5 个或 7 个， 其可被称为 “簇” 。
     上面描述的系统可使用导频干扰消去 (PIC)、 话务干扰消去 (TIC)、 或开销干扰消 去 (OIC)、 或是 PIC、 TIC 和 OIC 的任意组合。上面描述的系统能以采用混合式 ARQ 的反向 链路来实现。
     在 EV-DO 修订版 A 交织 ( 上面描述 ) 之下， 16 时隙的分组将持续 40 时隙。因此， 如果设计者想要确保中央处理器 3204 能从所有受影响的时隙移除一接入终端的分组， 则 中央处理器 ( 超级 BTS)3204 可有 40 时隙的缓冲 (FERAM)。
     每当从一接入终端接收到新的子分组， 中央处理器 3204 就可尝试使用所有可用 的 ( 存储的 ) 子分组来对该分组作解码。如果解码成功， 则中央处理器 3204 可通过重构并 扣除所有组元子分组的贡献来从 BTS 簇内所有受影响的天线采样消去该分组的贡献。
     图 34 图解了控制处理器 ( 超级 BTS)3204 中的收到采样缓冲器 3400 的一个示例。 图 34 还图解了接收机 3200A、 3200B 和 3200D 接收到的每一接入终端的采样 / 子分组的相 对功率 ( 纵向高度 ) 的示例。接收机 3200A 和 3200B 从接入终端 106 接收到有充足功率的 子分组， 但接收机 3200D 从接入终端 106 接收到功率较低的子分组。如果中央处理器 3204 成功解码出来自接入终端 106 的分组， 则中央处理器 3204 可基于用接入终端 106 的数据码 元执行的 3200D 处的信道估计来移除该接入终端 106 对接收机 3200D 的贡献。基于从接收 机 3200D 移除接入终端 106， 接入终端 B 和接入终端 D 就将能够达成更高的数据率， 因为其 话务信道将经历更少的干扰。
     该系统可通过使用信号接收单元 3200A-3200D 代替标准基站来精简每一基站现 场的硬件和 / 或软件。
     上面描述的系统可在 CDMA 系统或正交频分多址 (OFDMA) 系统中实现。该系统可 因干扰降低而允许一个或多个接入终端在较低的功率下发射。来自传统 CDMA 系统的蜂窝 小区内和蜂窝小区间干扰两者皆可被移除。在 OFDM 反向链路系统中， 在用户已被解码出之 后， 蜂窝小区间干扰的影响可被移除， 因为其对每一接收机天线的每一导频频调的影响可 被估计并扣除。在具有分散式 BTS 解调和解码的系统中处于软换手中的用户将能够作更软 的换手， 在其中来自所有接收机天线 ( 即， 那些通常将对应于不同基站的天线 ) 的解调可在 解码之前发生。具有中央处理器 3204 的总体系统由此将具有更高的反向链路容量。
     一种具有针对一簇蜂窝小区的中央处理器 3204 的系统还可减少所需的前向链路 (FL) 媒体访问控制 (MAC) 信道 ( 即， 用于功率控制和 ACK) 的数目。
     此外， 中央处理器 3204 可减少或消除在频分双工 (FDD) 系统中当一接入终端对于 一个 BTS 有良好的前向链路和不良的反向链路而对于另一 BTS 正相反时可能产生的前向链 路与反向链路之间的失衡。在这种情况下， 关于前向链路的反向链路反馈信道传送信息不 能被具有良好前向链路的 BTS 成功接收到。
     本领域技术人员将可理解， 信息和信号可使用各种不同技术和技艺中的任何一种来表示。 例如， 贯穿上面说明始终可能被述及的数据、 指令、 命令、 信息、 信号、 比特、 码元、 和 码片可由电压、 电流、 电磁波、 磁场或磁粒子、 光场或光粒子、 或其任意组合来表示。
     本领域技术人员将可进一步领会， 结合本文中公开的实施例描述的各种说明性逻 辑框、 模块、 电路、 和算法步骤可被实现为电子硬件、 计算机软件、 或其组合。为清楚地说明 硬件与软件的这一可互换性， 各种说明性组件、 框、 模块、 电路、 和步骤在上面是以其功能集 的形式作一般化描述的。 此类功能集是被实现为硬件还是软件取决于具体应用和强加于整 体系统的设计约束。技术人员可针对每种特定应用以不同方式来实现所描述的功能集， 但 此类设计决策不应被解释为致使脱离本发明的范围。
     结合本文中公开的实施例描述的各种说明性逻辑框、 模块、 和电路可用通用处理 器、 DSP、 ASIC、 FPGA、 或其他可编程逻辑器件、 分立门或晶体管逻辑、 分立硬件组件、 或其设 计成执行本文中描述的功能的任意组合来实现或执行。通用处理器可以是微处理器， 但在 替换方案中， 处理器可以是任何常规处理器、 控制器、 微控制器、 或状态机。 处理器还可以被 实现为计算设备的组合， 例如 DSP 与微处理器的组合、 多个微处理器、 与 DSP 核心协作的一 个或多个微处理器、 或任何其他此类配置。
     结合本文中公开的实施例描述的方法或算法的步骤可直接在硬件中、 在由处理器 执行的软件模块中、 或在这两者的组合中具体实现。软件模块可驻留在 RAM 存储器、 闪存、 ROM 存储器、 EPROM 存储器、 EEPROM 存储器、 寄存器、 硬盘、 可移动盘、 CD-ROM、 或任何其他形 式的存储介质中。存储介质被耦合到处理器， 从而使该处理器可从 / 向该存储介质读和写 信息。在替换方案中， 存储介质可被整合到处理器。处理器和存储介质可驻留在 ASIC 中。 ASIC 可驻留在用户终端中。在替换方案中， 处理器和存储介质可作为分立组件驻留在用户 终端中。
     本文中包括小标题以便于参考并协助定位某些章节。 这些小标题并非旨在限定文 中在其下描述的概念的范围， 并且这些概念在贯穿整篇说明书始终的其他章节中也可具有 适用性。
     提供上面对所公开的实施例的描述是为使本领域任何技术人员皆能制作或使用 本发明。对这些实施例的各种修改对于本领域技术人员将是显而易见的， 并且本文中定义 的普适原理可被应用于其他实施例而不会脱离本发明的精神或范围。由此， 本发明并非旨 在被限定于本文中示出的实施例， 而是应被授予与本文中公开的原理和新颖性特征一致的 最宽泛的范围。