一种数模结合的空间矢量调制实现方法.pdf

本发明涉及电气传动与控制技术领域，具体将是一种数模结合的空间矢量调制(SVPWM)实现方法，具体步骤为：a、判断指令空间矢量的扇区； b、计算常规空间矢量的作用时间；c、计算每相脉冲的开关时刻；d、根据硬件载波特性，对上一步计算得到的开关时刻波形进行输出整定，然后输出到硬件板件，通过载波比较实现PWM生成。本发明的优点在于：a、基于普通数字控制器和常用的硬件载波调制板件来实现，不需要具有PWM生成相关硬件资源的高性能数字处理器，减小了成本；b、本发明便于目前部分电力电子变换器控制系统的算法升级，减小升级成本，缩短升级周期。

权利要求书1.  一种数模结合的空间矢量调制实现方法，其特征在于：采用普通数字控制器完成SVPWM算法中的扇区判断、矢量作用时间计算及开关时刻计算，并根据后级硬件电路的载波特性完成输出整定，最终通过后级模拟电路实现PWM脉冲的生成。2.  根据权利要求1所述的一种数模结合的空间矢量调制实现方法，其特征在于，具体步骤为。3.  根据权利要求2所述的一种数模结合的空间矢量调制实现方法，其特征在于，所述第一步具体为：所述扇区指任一电压空间矢量在空间平面的位置区域，根据电压空间矢量与静止坐标系轴之间的夹角θ，将空间电压矢量分成以下六个扇区：Ⅰ 区：θ= 0 ~π/3；Ⅱ 区：θ=π/3~2π/3；Ⅲ 区：θ=2π/3~π；Ⅳ 区：θ=π~4π/3；Ⅴ 区：θ=4π/3~5π/3；Ⅵ 区：θ=5π/3~2π。4.  根据权利要求3所述的一种数模结合的空间矢量调制实现方法，其特征在于，。5.  根据权利要求2所述的一种数模结合的空间矢量调制实现方法，其特征在于，所述第二步具体为：矢量作用时间是指用基本电压空间矢量分时作用的方式来等效合成指令电压空间矢量，各基本空间矢量所需的作用时间；。6.  根据权利要求5所述的一种数模结合的空间矢量调制实现方法，其特征在于：。7.  根据权利要求2所述的一种数模结合的空间矢量调制实现方法，其特征在于，所述第三步具体为：所述比较器的切换点或开关时刻波形是为了方便后续PWM生成，定义的过程变量；。8.  根据权利要求2所述的一种数模结合的空间矢量调制实现方法，其特征在于，所述第四步具体为：定义整定系数K为：。

说明书一种数模结合的空间矢量调制实现方法
技术领域
本发明涉及电力电子与电力传动领域，具体将是一种数模结合的空间矢量调制实现方法。
背景技术
在电力电子及电力传动领域，常采用脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)来得到所需的指令电压。经过几十年的发展，人们开发出了很多种的PWM调制技术，而电力电子器件的发展和微处理器在电力电子变换器控制中的应用更为PWM技术提供了广阔的研究和开阔空间。不同的PWM调制技术对应不同的性能指标，其中比较关键的三个指标为：输出电压谐波分布、开关器件的开关损耗及直流环节电压利用率。
空间矢量脉冲宽度调制技术(space vector pulse width modulation，SVPWM)最初是在交流传动的场合提出，其是从交流电机的角度出发，以控制交流电机磁链空间矢量轨迹逼近圆形为调制目的，以求减小电机的转矩脉冲，改善运行性能。由于其高直流母线电压利用率、谐波小等优点，在其他电力电子变换器应用领域也得到了广泛的应用。
在目前工程实践及学术文献中，为了方便SVPWM算法中的离散的矢量空间判断及PWM脉冲生成，大多选择具有专用数字电路资源的数字信号处理器(digital signal processor，DSP)或高性能单片机中来实现，代表性的专利和论文如下：
专利申请号为200810106047.0，申请日2008-5-7，名称为“一种空间矢量调制方法”的发明专利，提出了简化的SVPWM算法，通过计算修正量的方法，得到比较寄存器的值，计算量得到了一定程度的简化，但是最后一级仍然需要专门数字电路资源来实现。
专利申请号为200810025527.4，申请日2008-4-29，名称为“基于FPGA的空间矢量脉宽调制方法”的发明专利，通过传统算法计算得到矢量有效作用时间以后，利用FPGA的硬件资源进行实现。
发表于2002年36卷第1期《电力电子技术》期刊的“利用C504实现空间 矢量调制和过调制”论文及发表于2001年5卷第1期《电机与控制学报》的“利用单片机实现空间矢量调制算法”都是利用C504单片机中的CCU专用硬件电路来实现PWM生成。
另外，目前实际运行的不少电力电子变换器采用的是数字控制器(PLC或自制控制板)和后级模拟电路板结合的控制架构，其中数字控制器负责主控及闭环控制算法，生成相应的调制波指令，然后送至硬件模拟电路实现正弦脉冲宽度调制(sine pulse width modulation，SPWM)。为了获得更高的直流环节电压利用率，这些电力电子变换器控制算法升级改造过程中，需要解决SPWM调制向SVPWM转变的问题。由于现有的控制平台很多不具备专用的PWM生成硬件资源，导致目前的研究成果无法直接应用，从而需要重新开发具有高性能控制器的控制平台，或者增加新的电路板件实现SVPWM，势必导致成本增加、升级改造周期变长等问题。
发明内容
为了克服目前SVPWM的实现对高性能专用数字平台的依赖，方便现有电力电子变换器系统的整体升级，现在特别提出一种数字模拟电路相结合的SVPWM实现方法。
本发明的技术方案如下：
一种数模结合的空间矢量调制的实现方法，其特征在于：采用常规普通控制器完成SVPWM算法中扇区判断、矢量作用时间计算及开关时刻计算，根据后级硬件电路的载波特性完成输出整定，最终通过后级硬件电路实现PWM脉冲的生成。
具体步骤为：
1)判断指令电压空间矢量UOUT的扇区号N。
所述指令电压空间矢量UOUT为电力电子变换器为响应负载扰动及指令变化，根据系统的实时参数闭环调节得到的指令控制量。
所述扇区号N指任一电压空间矢量在空间平面的位置区域，根据电压空间矢量与静止坐标系α轴之间的夹角θ，将空间电压矢量分成以下六个扇区：
I区：θ＝0～π/3
II区：θ＝π/3～2π/3
III区：θ＝2π/3～π
IV区：θ＝π～4π/3
V区：θ＝4π/3～5π/3
VI区：θ＝5π/3～2π
为简化计算量，可根据UOUT的静止坐标系α、β分量Uα、Uβ来判断扇区。具体为：
由式(1)计算变量值x、y、z，
x=Uβy=32Uα-12Uβz=-32Uα-12Uβ---(1)]]>
然后代入式(2)计算变量N′值，
N′＝4sign(z)+2sign(y)+sign(x)     (2)
上式中，sign(x)为符号函数，定义为：x＞0，sign(x)＝1；x＜0，sign(x)＝0；再根据表1对应关系确定扇区号N。
表1扇区对应关系表
N′123456扇区NIIVIIIVIIIV
2)计算矢量作用时间tX、tY、t0
所述矢量作用时间是指用基本电压空间矢量分时作用的方式来等效合成指令电压空间矢量，各基本空间矢量所需的作用时间。
为简化计算，定义变量X、Y、Z，令
X=3UβTPWM/UdcY=(32Uα+32Uβ)TPWM/UdcZ=(-32Uα+32Uβ)TPWM/Udc---(3)]]>
其中，TPWM为SVPWM的调制周期，Udc为直流母线电压。
根据指令电压空间矢量UOUT的扇区号N，非零基本电压空间矢量的作用时间tX、tY按表2选取。
表2tX、tY赋值表
扇区NIIIIIIIVVVItX-ZZX-X-YYtYXY-YZ-Z-X
线性调制范围，零电压空间矢量的作用时间t0为：
t0＝TPWM-tX-tY     (4)
若出现过调制，即(TPWM＜tX+tY)，则进行以下处理，
tX=tX·TPWMtX+tYtY=tY·TPWMtX+tYt0=0---(5)]]>
3)计算比较器的切换点或开关时刻tcm1、tcm2、tcm3
所述比较器的切换点或开关时刻是为了方便后续PWM生成，定义的过程变量。
对于所有扇区N，定义：
ta=t0/4tb=ta+tX/2tc=tb+tY/2---(6)]]>
根据扇区号N，A、B、C三相对应的开关时间tcm1、tcm2、tcm3按表3选取。
表3开关时刻tcmx(x＝1，2，3)选取表
扇区NIIIIIIIVVVItcm1tatbtctctbtatcm2tbtatatbtctctcm3tctctbtatatb
4)模拟电路实现PWM生成。
利用普通的数字控制器完成前三步计算，然后根据硬件载波特性，将开关时刻波进行特殊整定处理，再输出到后级硬件载波比较电路，完成最终PWM的生成，具体步骤为：
定义整定系数K为：
K＝2VpeakfPWM     (7)
上式中，Vpeak为硬件电路载波的峰-峰值，fPWM为硬件电路载波的频率。
根据硬件电路载波的极性进行如下处理：
1)单极性载波
tcm1*=tcm1*Ktcm2*=tcm2*Ktcm3*=tcm3*K---(8)]]>
2)双极性载波
tcm1*=tcm1*K-Vpeak2tcm2*=tcm2*K-Vpeak2tcm3*=tcm3*K-Vpeak2---(1)]]>
按照上述方法处理得到新调制波tcm1*、tcm2*、tcm3*，然后通过模拟通道输出到后级硬件电路，通过载波比较的方式即可实现SVPWM算法。
本发明的优点在于：
1、本发明基于普通数字控制器和常用的模拟载波调制板件，不需要具有PWM生成功能的高性能专用数字处理器，减小了成本。
2、本发明便于采用数字控制器加后级模拟电路载波调制板架构的电力电子变换器系统的算法升级，减小升级成本，缩短升级周期。
附图说明
图1是本发明实施例的电力电子变换器控制系统框图。
图2是本发明实施例的电力电子变换器结构框图。
图3是典型的空间电压矢量扇区划分图。
图4是典型的空间电压矢量等效合成示意图。
图5是本发明的一个实施例的开关时间波tcm1、tcm2、tcm3。
图6是本发明的一个实施例的的双极性调制波tcm1*、tcm2*、tcm3*。
图7是本发明单个调制周期调制机理比较示意图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明做进一步详述：
实施例1
一种数模结合的空间矢量调制实现方法采用普通数字控制器完成SVPWM算法中的扇区判断、矢量作用时间计算及开关时刻计算，并根据后级硬件电路的载波特性完成输出整定，最终通过后级模拟电路实现PWM脉冲的生成。
具体步骤为：
第一步，判断指令空间矢量UOUT扇区N；
第二步，计算常规矢量作用时间tX、tY及零矢量作用时间t0；
t0不属于常规矢量，而是零矢量。
第三步，计算每相脉冲的切换点或开关时刻波形tcm1、tcm2、tcm3；
第四步，将第三步得到的开关时刻波形，结合后级硬件电路的载波特性进行输出整定得到新的调制波tcm1*、tcm2*、tcm3*，然后通过模拟量输出通道输出到硬件电路的相应通道，与载波进行比较，得到PWM脉冲信号。
本发明基于普通数字控制器和常用的模拟载波调制板件，不需要具有PWM生成功能的高性能专用数字处理器，减小了成本。便于采用数字控制器加后级模拟电路载波调制板架构的电力电子变换器系统的算法升级，减小升级成本，缩短升级周期。
实施例2
一种数模结合的空间矢量调制的实现方法，采用常规普通控制器完成SVPWM算法中扇区判断、矢量作用时间计算及开关时刻计算，根据后级硬件电路的载波特性完成输出整定，最终通过后级硬件电路实现PWM脉冲的生成。
具体步骤为：
1)判断指令电压空间矢量UOUT的扇区号N。
所述指令电压空间矢量UOUT为电力电子变换器为响应负载扰动及指令变化，根据系统的实时参数闭环调节得到的指令控制量。
所述扇区号N指任一电压空间矢量在空间平面的位置区域，根据电压空间矢量与静止坐标系α轴之间的夹角θ，将空间电压矢量分成以下六个扇区：
I区：θ＝0～π/3
II区：θ＝π/3～2π/3
III区：θ＝2π/3～π
IV区：θ＝π～4π/3
V区：θ＝4π/3～5π/3
VI区：θ＝5π/3～2π
为简化计算量，可根据UOUT的静止坐标系α、β分量Uα、Uβ来判断扇区。具体为：
由式(1)计算变量值x、y、z，
x=Uβy=32Uα-12Uβz=-32Uα-12Uβ---(1)]]>
然后代入式(2)计算变量N′值，
N′＝4sign(z)+2sign(y)+sign(x)     (2)
上式中，sign(x)为符号函数，定义为：x＞0，sign(x)＝1；x＜0，sign(x)＝0；再根据表1对应关系确定扇区号N。
表4扇区对应关系表
N′123456扇区NIIVIIIVIIIV
2)计算矢量作用时间tX、tY、t0
所述矢量作用时间是指用基本电压空间矢量分时作用的方式来等效合成指 令电压空间矢量，各基本空间矢量所需的作用时间。零矢量作用时间t0
为简化计算，定义变量X、Y、Z，令
X=3UβTPWM/UdcY=(32Uα+32Uβ)TPWM/UdcZ=(-32Uα+32Uβ)TPWM/Udc---(3)]]>
其中，TPWM为SVPWM的调制周期，Udc为直流母线电压。
根据指令电压空间矢量UOUT的扇区号N，非零基本电压空间矢量的作用时间tX、tY按表2选取。
表5tX、tY赋值表
扇区NIIIIIIIVVVItX-ZZX-X-YYtYXY-YZ-Z-X
线性调制范围，零电压空间矢量的作用时间t0为：
t0＝TPWM-tX-tY     (4)
若出现过调制，即(TPWM＜tX+tY)，则进行以下处理，
tX=tX·TPWMtX+tYtY=tY·TPWMtX+tYt0=0---(5)]]>
3)计算比较器的切换点或开关时刻tcm1、tcm2、tcm3
所述比较器的切换点或开关时刻是为了方便后续PWM生成，定义的过程变量。
对于所有扇区N，定义：
ta=t0/4tb=ta+tX/2tc=tb+tY/2---(6)]]>
根据扇区号N，A、B、C三相对应的开关时间tcm1、tcm2、tcm3按表3选取。
表6开关时刻tcmx(x＝1，2，3)选取表
扇区NIIIIIIIVVVItcm1tatbtctctbtatcm2tbtatatbtctctcm3tctctbtatatb
4)模拟电路实现PWM生成。
利用普通的数字控制器完成前三步计算，然后根据硬件载波特性，将开关时刻波进行特殊整定处理，再输出到后级硬件载波比较电路，完成最终PWM的生成，具体步骤为：
定义整定系数K为：
K＝2VpeakfPWM    (7)
上式中，Vpeak为硬件电路载波的峰-峰值，fPWM为硬件电路载波的频率。
根据硬件电路载波的极性进行如下处理：
1)单极性载波
tcm1*=tcm1*Ktcm2*=tcm2*Ktcm3*=tcm3*K---(8)]]>
2)双极性载波
tcm1*=tcm1*K-Vpeak2tcm2*=tcm2*K-Vpeak2tcm3*=tcm3*K-Vpeak2---(9)]]>
按照上述方法处理得到新调制波tcm1*、tcm2*、tcm3*，然后通过模拟通道输出到后级硬件电路，通过载波比较的方式即可实现SVPWM算法。
图1为典型的电力电子变换器控制系统框图，其中数字控制平台负责主控及闭环控制算法，生成相应的调制波指令；模拟电路板负责信号采集处理及载波调制，生成PWM脉冲信号；执行机构为电力电子变换器，典型结构如图2所示。其中该系统载波调制采用是SPWM调制方式，模拟载波为±10V，2.5kHz的双极性信号，如所示。该种调制模式下，交流侧可获得的最大基波相电压峰值为0.5Udc。为提高系统直流环节电压利用率，改善系统运行性能，可采用SVPWM调制方式。由于该数字控制平台不具备专用PWM生成硬件资源，可按照如下步骤实现调制算法升级：
1)判断指令空间电压矢量的扇区
数字控制器会根据系统的运行工况及指令变化，生成所需的指令电压。对于矢量控制系统，生成的指令电压直接为两相αβ静止坐标系下的Uα、Uβ，而常规控制系统，指令电压可能为三相abc静止坐标系下的Ua、Ub、Uc。为方便后续计算，常通过以下坐标旋转变换得到Uα、Uβ，
UαUβ=231-12-12032-32UaUbUc]]>
然后根据(1)式计算变量值x、y、z，再代入式(2)计算N′值，最后根据表1确定扇区号N。
2)计算常规空间矢量作用时间
对于图2所示的电力电子变换器，六个功率器件有八种开关组合，对应产生八个基本空间电压矢量U0～U7，如图3所示，其中零空间矢量U0、U7所处的位置相同。而待调制的指令空间电压矢量UOUT可能处于7个位置外的任一处，故必须用基本的空间电压矢量去等效合成，示意图如图4所示。
其中，UX和UY代表相邻的两个非零电压空间矢量，其中(X与Y)∈1～6，UOUT是待调制的参考相电压矢量。在很小的开关周期时间间隔TPWM内，UOUT总的作用效果就可以用UX、UY和零空间矢量U0或U7分时作用效果之和来近似等 效。即有：
UOUTTPWM≈UxtX+UYtY+U0t0
其中，TPWM为调制周期，为2.5kHz，tX、tY、t0分别为矢量UX、UY、U0(或U7)的作用时间。
为简化计算，根据(3)式计算变量X、Y、Z，并根据第一步计算得到的扇区号N，按照表2选取tX、tY。
得到tY、tY以后，需要判断系统是否处于过调制范围，进而确定零矢量的作用时间t0，具体为：如tX+tY不大于TPWM，则系统处于线性调制范围，零电压空间矢量的作用时间t0根据(4)式计算得到；如果tX+tY大于TPWM，则系统可能处于过调制状态，引入谐波分布，可根据(5)式进行调整处理。
3)计算比较器的切换点或开关时刻
第二步得到基本空间矢量的作用时间以后，需要计算相应的开关时刻，以便后续PWM生成。
可根据(6)式计算得到变量ta、tb、tc，然后根据第一步计算得到的扇区号N根据表3选取A、B、C三相对应的开关时间tcm1、tcm2、tcm3。稳态情况下，其典型波形如图5所示，可以看出，其峰值最大为TPWM/2，即0.0002s。
4)输出调制及模拟电路实现PWM生成。
上面三步算法可以在图1所示的现有数字控制平台中完成，最后一步的PWM生成环节，目前专利文献都是直接利用高性能数字处理器的专用硬件资源，直接将第三步得到的开关时间tcm1、tcm2、tcm3写入相应的比较寄存器，同时根据调制频率需要，设定周期寄存器的值，然后由处理器的硬件机制完成PWM生成。
由于图1所示系统的数字控制平台不具有上述专用硬件资源，因此需要进行输出整定来等效实现SVPWM调制。考虑后级硬件电路板件的载波参数，具体步骤为：
根据(7)式计算整定系数K，即
K＝2VpeakfPWM＝2×20×2500＝100000
然后根据双极性载波特性对应的整定公式(9)，对上一步计算得到的开关时间tcm1、tcm2、tcm3进行整定，
tcm1*=tcm1×100000-10tcm2*=tcm2×100000-10tcm3*=tcm3×100000-10]]>
计算得到的新调制波tcm1*、tcm2*、tcm3*为如图6所示的幅值±10V的信号，通过模拟通道输出到后级硬件电路载波调制板件进行载波调制。
单个调制周期的调制机理如图7所示，图中实线为利用高性能数字处理器的专用硬件资源实现脉冲调制的等效机理，即：将周期计数器设定为连续增/减工作模式，在比较寄存器的值和周期计数器的值相等时，PWM脉冲电平发生翻转，从而得到图7中A、B、C三相脉冲。如果图1系统中的硬件载波为单极性载波，则根据(8)式整定得出的C相开关时刻tcm3′如图7中所示，通过与单极性硬件载波比较，可以得到与数字处理器同样的C相脉冲信号，其它两相信号同样如此。对于双极性的硬件载波信号，可以认为是单极性的载波信号向下偏移Vpeak/2得到，而按照公式(9)整定后的开关时刻tcm3*也等效为(8)式整定得到的信号tcm3′向下偏移Vpeak/2，所以载波比较时刻没有变化，从而可获得与高性能数字控制器一致的调制效果，实现SVPWM调制算法。
以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。