一种分布式可级联隔离均衡电路及控制方法.pdf

本发明公开了一种分布式可级联隔离均衡电路，包括:电源输入选择模块在选择外部交流电源供电时，与AC/DC整流器和线性稳压器模块连通，在选择电池组两端的总电压作为电源输入时，与DC/AC逆变器模块连通；AC/DC整流器和线性稳压器模块的输出端与DC/AC逆变器模块连接；DC/AC逆变器模块的输出端通过双绞连接线连接至直流输出模块；直流输出模块连接至动力电池组；电压检测和被动均衡电路模块用于检测动力电池的电压；驱动模块与DC/AC逆变器模块和直流输出模块分别连接，电压检测和被动均衡电路模块和驱动模块分别与微控制器连接。本发明均衡输入电源可选，可以选择外部220V交流电输入或者电池组总电压输入，实现充电均衡或电池组组内均衡。

权利要求书1.  一种分布式可级联隔离均衡电路，其特征是，包括：电源输入选择模块、AC/DC整流器和线性稳压器模块、DC/AC逆变器模块、直流输出模块、动力电池组、微控制器、电压检测和被动均衡电路模块和驱动模块；所述电源输入选择模块在选择外部交流电源供电时，与AC/DC整流器和线性稳压器模块连通，在选择电池组两端的总电压作为电源输入时，与DC/AC逆变器模块连通；所述AC/DC整流器和线性稳压器模块的输出端与DC/AC逆变器模块连接；所述DC/AC逆变器模块的输出端通过双绞连接线连接至直流输出模块；所述直流输出模块连接至动力电池组；所述电压检测和被动均衡电路模块用于检测动力电池的电压，同时为电池组提供冗余被动均衡功能；所述驱动模块与DC/AC逆变器模块和直流输出模块分别连接，所述电压检测和被动均衡电路模块和驱动模块分别与微控制器连接。2.  如权利要求1所述的一种分布式可级联隔离均衡电路，其特征是，所述电源输入选择模块通过选择开关K11选择外部交流电或者电池组两端的总电压作为电源输入；当选择开关K11选择外部交流电时，电源输入选择模块通过选择开关K12连接AC/DC整流器和线性稳压器模块，电路工作于充电均衡状态，此时整个电池组的总能量增加，电池单体电压均衡水平趋于一致；当选择开关K11选择电池组两端的总电压作为电源输入时，电源输入选择模块通过选择开关K12连接DC/AC逆变器模块，电路工作于组内均衡状态，此时整个电池组的总能量基本不变，电池单体电压均衡水平趋于一致。3.  如权利要求1所述的一种分布式可级联隔离均衡电路，其特征是，所述AC/DC整流器和线性稳压器模块包括：整流桥BR11、电容C11和线性稳压电路依次连接；所述线性稳压电路包括：电阻R11和稳压管Z11的串联支路一并接在电容C11两端，IGBT Q11的基极连接至电阻R11和稳压管Z11之间、发射极与限流电阻R14连接，IGBT Q11的集电极连接至整流桥BR11的正极输出端；分压电阻R12和R13串联连接组成串联支路二，所述串联支路二的一端与IGBT Q11的发射极连接、另一端连接至整流桥BR11的负极输出端；三极管Q12的基极连接至分压电阻R12和R13之间、集电极与IGBT Q11的基极连接、发射极连接至电容C12，稳压二极管Z12连接在三极管Q12的集电极和发射极之间；电容C12并接在线性稳压电路的输出端。4.  如权利要求1所述的一种分布式可级联隔离均衡电路，其特征是，所述直流输出模块包括与各电池单体连接的直流输出子模块；所述直流输出子模块包括：输入高频变压器T3n通过双绞连接线与输出变压器T21的副边 连接，T3n变压器输出经过整流桥BR3n和大电容C3n变为直流电压，该电压流入IGBT Q3n的集电极，IGBT Q3n的基极与比较器连接，比较器的输入信号分别为检测电阻R3n的检测电流和电流给定值I3n；IGBT Q3n的发射极依次串联电感L3n、检测电阻R3n后接入电池单体的正极，二极管D3n的正极连接至电池单体的负极、负极连接至IGBT Q3n的发射极；稳压管Z3n的负极连接在电感L3n和检测电阻R3n之间、正极至电池单体的负极。5.  如权利要求1所述的一种分布式可级联隔离均衡电路，其特征是，所述动力电池组包括多个电池单体，各电池单体分别连接在电压检测和被动均衡电路模块和直流输出模块之间。6.  如权利要求1所述的一种分布式可级联隔离均衡电路，其特征是，所述控制器为基于DSP+FPGA的双CPU架构控制器。7.  一种如权利要求1所述的分布式可级联隔离均衡电路的控制方法，其特征是，包括以下步骤：(1)获取电池单体电压：微控制器通过电压检测和被动均衡电路模块，获取电池组各单体电压；(2)分别计算电池单体电压平均值Uave和标准偏差S；(3)根据步骤(2)计算结果，判断电压标准偏差S是否大于均衡阈值Sth，如果S>Sth,则启动均衡电路，向低于平均电压的电池单体充电，否则不启动均衡电路；(4)能量传递：电源输入选择模块选择选择外部交流电或者电池组两端的总电压作为电源输入；启动步骤(3)所确定的电池单体所连接的直流输出子模块，向低于平均电压的电池单体充电；(5)重复步骤(1)～(4)，直到电压标准偏差S小于电池均衡阈值Sth为止。8.  如权利要求7所述的分布式可级联隔离均衡电路的控制方法，其特征是，所述步骤(2)中，电池单体电压平均值Uave的计算方法为：Uave=1NΣi=1NUi;]]>标准偏差S的计算方法为：S=1NΣi=1i=N(Ui-Uave)2;]]>其中，其中，Ui表示第i节电池单体电压；N表示电池单体总数。9.  如权利要求7所述的分布式可级联隔离均衡电路的控制方法，其特征是，所述步骤(4)中，电源输入选择模块通过选择开关K11选择外部交流电或者电池组两端的总电压作为电源 输入；当选择开关K11选择外部交流电时，电源输入选择模块通过选择开关K12连接AC/DC整流器和线性稳压器模块，电路工作于充电均衡状态，此时整个电池组的总能量增加，电池单体电压均衡水平趋于一致；当选择开关K11选择电池组两端的总电压作为电源输入时，电源输入选择模块通过选择开关K12连接DC/AC逆变器模块，电路工作于组内均衡状态，此时整个电池组的总能量基本不变，电池单体电压均衡水平趋于一致。10.  如权利要求7所述的分布式可级联隔离均衡电路的控制方法，其特征是，所述步骤(5)中，当采用外部交流电源供电时，电池组平均电压Uave随着均衡过程不断增加，最终接近电池组最高单体电压Umax，整个电池组最终的均衡效果是所有的单体电压接近平均电压Uave≈Umax；当采用整个电池组总电压供电时，电池组平均电压Uave随着均衡过程基本保持不变，整个电池组最终的均衡效果是所有的单体电压接近平均电压Uave。

说明书一种分布式可级联隔离均衡电路及控制方法
技术领域
本发明涉及一种分布式可级联隔离均衡电路及控制方法。
背景技术
能源危机和环境污染是当今世界面临的两大难题。电动汽车以节能、环保而广受人们的欢迎，已成为未来汽车发展的必然趋势。而锂离子电池因其高能量密度、低放电率和没有记忆效应，作为动力源被广泛应用在电动汽车和混合电动汽车中。但是受到电池制造技术和电源管理系统的技术制约，动力电池使用过程中需要大量单体多级串并联才能够提供足够的供电电压和驱动功率。但是这类电池串联使用时，容易由于容量的不均衡问题造成部分电池单体过充电与过放电的现象，大大影响动力电池组的使用寿命和安全性。因此，必须对电池组进行均衡管理。显而易见，作为电池管理系统的关键技术之一，串联电池组的有效均衡已经成为一个研究热点。
目前，电池均衡主要有电池选择、耗散型均衡和非耗散型均衡三大类。
电池选择均衡是指通过实验选择性能一致的电池单体构建电池组，一般有两步筛选过程。第一步，在不同的放电电流下，选择电池平均容量相近的电池单体；第二步，在第一步筛选的电池单体中，通过脉冲充、放电实验在不同SOC下选择具有相近电池电压变化量的电池单体。由于电池单体的自放电率不尽相同，电池选择均衡在电池整个生命周期内不足以保持电池组一直均衡。它只能作为其他均衡方法的一种补充均衡方法。
耗散型均衡(也称为电池旁路法均衡)通过给电池组中每个电池单体并联一个耗散器件进行放电分流，从而实现电池电压的均衡。耗散均衡进一步又被分为两类：被动均衡和主动均衡。耗散均衡结构和控制简单、成本低，但是存在能量浪费和热管理的问题。
非耗散均衡采用电容、电感等作为储能元件，利用常见的电源变换电路作为拓扑基础，采取分散或集中的结构，实现单向或双向的均衡方案，是电池均衡技术发展的主流。非耗散均衡存在电路结构复杂、体积大、成本高、均衡时间长、高开关损耗等问题。
传统均衡方法不适合锂离子电池的主要原因如下：
锂离子电池的开路电压在SOC为30％～70％之间时较为平坦，即使SOC相差很大，其对应的电压差也很小，此外由于电力电子器件存在导通压降，使得均衡电流很小，甚至可能导致电力电子器件不能正常导通；
由于电力电子器件存在导通压降，电池单体间很难实现零电压差均衡。
中国发明专利申请(申请号201010572115.X)公开了一种利用放电电阻对电池单体进行放电以实现电池单元均衡的电路，主要包括控制器、电池选择电路和放电电阻。该发明根据采集的电压值确定每个电池单体的剩余电量，然后控制电池选择电路将电量较高的电池单体与放电电阻并联，消耗该单体的电量，从而实现电池单元的电量均衡。很明显的，这种方法存在能量浪费和热管理的问题。
中国发明专利申请(申请号201120421053.2)公开了一种电感型电池均衡电路，该电路中相邻两节电池共用一个电感，这个电感存储较高单体释放的能量，然后传递给相邻能量较低单体，以实现均衡作用。然而当电池单元电池单体数量较多时，由于这种均衡方法的能量传递必须是一个挨着一个的传递，因此均衡速度受到了很大的限制。
中国实用新型专利申请(申请号201210595724.6)提出了一种电容式电池均衡电路，该电路每相邻的两节电池共用一个电容，当电容与电压较高的电池单体并联时，电池给电容充电；当电容与电压较低的电池单体并联时，电容给电池充电。经过电容的充、放电，能量从电压较高的电池单体转移到电压较低的电池单体，从而使得其电压相等。但是当串联电池单体数量较多，所需要的均衡电容和开关模块及其驱动电路较多，导致电路体积庞大，并且当电压最高和最低的电池相邻多个单体时，这种“击鼓传花”的均衡方式，使得均衡效率会大大降低。
中国发明专利申请(申请号201310278475.2)提出了一种动力电池零电流开关主动均衡电路及实现方法，其能够实时判断电池组中电压最高和最低的电池单体，并对其进行零电流开关均衡，并且每次均衡都是针对电池组中电压差最大的两个电池单体进行削峰填谷，极大提高了均衡效率，有效改善了电池单体之间的不一致性。但是，由于所使用的电力电子器件存在导通压降，使得电池单体间很难达到零电压差均衡，并且均衡电流很小，均衡时间较长。
中国发明专利申请(申请号201410211996.0)提出了一种基于多副边变压器的电池组均衡电路及实现方法，使用多副边变压器进行能量传递，通过PWM信号的占空比的调节来实现均衡电流的调节，每次通过开关模块选通最低电压的电池单体进行均衡，有效的改善了电池单体的不一致性。但是由于每次只对最低电压的电池单体进行均衡，完成整个电池组的均衡所需时间较长，同时缺少必要的均衡保护电路对电池单体进行保护，容易发生过均衡。
发明内容
本发明的目的就是为了解决上述问题，提出了一种分布式可级联隔离均衡电路及控制方法，该分布式可级联隔离均衡电路能对所有需要均衡的电池单体同时进行均衡，极大的缩短了均衡所需时间，提高了均衡效率。
为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种分布式可级联隔离均衡电路，包括：电源输入选择模块、AC/DC整流器和线性稳压器模块、DC/AC逆变器模块、直流输出模块、动力电池组、微控制器、电压检测和被动均衡模块和、驱动模块；
所述电源输入选择模块在选择外部交流电源供电时，与AC/DC整流器和线性稳压器模块连通，在选择电池组两端的总电压作为电源输入时，与DC/AC逆变器模块连通；所述AC/DC整流器和线性稳压器模块的输出端与DC/AC逆变器模块连接；所述DC/AC逆变器模块的输出端通过双绞连接线连接至直流输出模块；所述直流输出模块连接至动力电池组；所述电压检测和被动均衡电路模块用于检测动力电池的电压和实现被动均衡功能；所述驱动模块与DC/AC逆变器模块和直流输出模块分别连接，所述电压检测和被动均衡电路模块、驱动模块分别与微控制器连接。
所述电源输入选择模块通过选择开关K11选择外部交流电或者电池组两端的总电压作为电源输入；
当选择开关K11选择外部交流电时，电源输入选择模块通过选择开关K12连接AC/DC整流器和线性稳压器模块，电路工作于充电均衡状态，此时整个电池组的总能量增加，电池单体电压均衡水平趋于一致；
当选择开关K11选择电池组两端的总电压作为电源输入时，电源输入选择模块通过选择开关K12连接DC/AC逆变器模块，电路工作于组内均衡状态，此时整个电池组的总能量基本不变，电池单体电压均衡水平趋于一致。
所述AC/DC整流器和线性稳压器模块包括：整流桥BR11、电容C11和线性稳压电路依次连接；
所述线性稳压电路包括：电阻R11和稳压管Z11的串联支路一并接在电容C11两端，IGBT Q11的门极连接至电阻R11和稳压管Z11之间、发射极与限流电阻R14连接，IGBT Q11的集电极连接至整流桥BR11的正极输出端；分压电阻R12和R13串联连接组成串联支路二，所述串联支路二的一端与IGBT Q11的集电极连接、另一端连接至整流桥BR11的负极输出端；三极管Q12的基极连接至分压电阻R12和R13之间、集电极与IGBT Q11的门极连接、发射极连接至电容C12，稳压二极管Z12连接在三极管Q12的集电极和发射极之间；电容C12并接在线性稳压电路的输出端。
所述直流输出模块包括与各电池单体连接的直流输出子模块；
所述直流输出子模块包括：输入高频变压器T3n通过双绞连接线与输出变压器T21的副边 连接，T3n变压器输出经过整流桥BR3n和大电容C3n变为直流电压，该电压流入IGBT Q3n的集电极，IGBT Q3n的门极与比较器连接，比较器的输入信号分别为检测电阻R3n的检测电流和电流给定值I3n；IGBT Q3n的发射极依次串联电感L3n、检测电阻R3n后接入电池单体的正极，二极管D3n的正极连接至电池单体的负极、负极连接至IGBT Q3n的发射极；稳压管Z3n的负极连接在电感L3n和检测电阻R3n之间、正极至电池单体的负极。
所述动力电池组包括多个电池单体，各电池单体分别连接在电压检测和被动均衡电路模块和直流输出模块之间。
所述控制器为基于DSP+FPGA的双CPU架构控制器。
一种分布式可级联隔离均衡电路的控制方法，包括以下步骤：
(1)获取电池单体电压：微控制器通过电压检测和被动均衡电路模块，获取电池组各单体电压；
(2)分别计算电池单体电压平均值Uave和标准偏差S；
(3)根据步骤(2)计算结果，判断电压标准偏差S是否大于均衡阈值Sth，如果S>Sth,则启动均衡电路，向低于平均电压的电池单体充电，否则不启动均衡电路；
(4)能量传递：电源输入选择模块选择外部交流电或者电池组两端的总电压作为电源输入；启动步骤(3)所确定的电池单体所连接的直流输出子模块，向低于平均电压的电池单体充电；
(5)重复步骤(1)～(4)，直到电压标准偏差S小于电池均衡阈值Sth为止。
所述步骤(2)中，电池单体电压平均值Uave的计算方法为：
Uave=1NΣi=1NUi;]]>
电池电压标准偏差S的计算方法为：
S=1NΣi=1i=N(Ui-Uave)2;]]>
其中，Ui表示第i节电池单体电压；N表示电池单体总数。
所述步骤(4)中，电源输入选择模块通过选择开关K11选择外部交流电或者电池组两端的总电压作为电源输入；
当选择开关K11选择外部交流电时，电源输入选择模块通过选择开关K12连接AC/DC整流器和线性稳压器模块，电路工作在充电均衡状态，此时整个电池组的总能量增加，电池单体电压均衡水平趋于一致；
当选择开关K11选择电池组两端的总电压作为电源输入时，电源输入选择模块通过选择开关K12连接DC/AC逆变器模块，电路工作在组内均衡状态，此时整个电池组的总能量基本不变，电池单体电压均衡水平趋于一致。
所述步骤(5)中，当采用外部交流电源供电时，电池组平均电压Uave随着均衡过程不断增加，最终接近电池组最高单体电压Umax，整个电池组最终的均衡效果是所有的单体电压接近平均电压Uave≈Umax；当采用整个电池组总电压供电时，电池组平均电压Uave随着均衡过程基本保持不变，整个电池组最终的均衡效果是所有的单体电压接近平均电压Uave。
本发明的有益效果是：
1.均衡电路模块化，很容易增加或减少直流输出子模块的数量，仅受均衡电池数量和系统总功率的限制；均衡输入电源可选，可以选择外部220V交流电输入或者电池组总电压输入，实现充电均衡或电池组组内均衡，灵活方便。当选择不同输入电源时，使用相同的控制策略，控制简单方便。
2.采用基于DSP+FPGA双CPU架构控制器设计，双CPU架构具有高运算性能和高稳定性能等优点；系统隔离性能良好，可以有效防止均衡电路工作时电池单体发生短路故障。
3.不使用开关矩阵选择模块，可以对所有需要均衡的电池单体同时进行均衡，大大缩短了系统所需的均衡时间，提高了系统的均衡效率；均衡电流可以自由设定，能够实现大电流均衡，适用于大容量动力电池；实现电流内环，电压外环的双闭环控制，有效的提高了系统的动态响应特性和控制精度。
4.逆变电路使用高频正弦波系统和高频变压器，减少了系统噪声和系统体积，提高了系统效率；克服了由于电力电子器件存在导通压降所造成的最终均衡状态不一致的问题，能够实现电池单体间零电压差均衡；除了主动均衡电路，还提供了被动均衡电路作为冗余，提高了均衡系统控制的灵活性。
附图说明
图1为本发明分布式可级联隔离均衡电路的系统组成示意图；
图2为本发明的电源输入选择模块连接原理图；
图3为本发明的AC/DC整流器和线性稳压器模块电路连接原理图；
图4为本发明的DC/AC逆变器模块电路连接原理图；
图5为本发明的直流输出模块连接原理图；
图6为本发明的一个实施例的系统连接原理图；
图7为本发明的一个实施例的电池单体B1、B4电压波形图；
图8为本发明的一个实施例的电池单体B2、B4电压波形图；
图9为本发明的一个实施例的电池单体B3、B4电压波形图；
图10本发明的一个实施例的动力电池静止状态下的均衡效果图。
其中，1.电源输入选择模块，2.AC/DC整流器和线性稳压器模块，3.DC/AC逆变器模块，4.直流输出模块，5.控制器模块。
具体实施方式：
下面结合附图与实施例对本发明做进一步说明：
如图1所示为本发明分布式可级联隔离均衡电路的组成示意图。分布式可级联隔离均衡电路包括电源输入选择模块1、AC/DC整流器和线性稳压器模块2、DC/AC逆变器模块3、直流输出模块4、动力电池组、微控制器5、电压检测和被动均衡电路模块和驱动模块。电源输入选择模块1选择输入电源，可以选择外部220V交流电或者电池组两端的总电压作为电源输入，当选择外部交流电源供电时，输入选择模块输出端连接AC/DC整流器和线性稳压器模块2；当选择电池组两端的总电压作为电源输入时，电源输入选择模块1出端连接DC/AC逆变器模块3；AC/DC整流器和线性稳压器模块2输出端接DC/AC逆变器模块3；DC/AC逆变器模块3输出端通过双绞连接线连接至直流输出模块4；直流输出模块4连接至动力电池组；动力电池组包括多个电池单体，各电池单体连接在电压检测和被动均衡电路模块和直流输出模块4输出端；电压检测和被动均衡电路模块采用可级联扩展的动力电池专用电池组监测器芯片LTC6804，能同时实现电压检测与被动均衡功能；驱动模块连接DC/AC逆变器模块3和直流输出模块4，为开关器件提供驱动。微制器5用基于DSP(TMS320F28335)+FPGA(EP2C8Q208C8)双CPU架构控制器设计，其中DSP28335芯片是完成复杂控制算法的系统核心部分,包括电池单体电压的采集，数据处理，均衡控制算法和上位机的PC通讯，FPGA芯片则是协助核心部分完成对DC/AC逆变器模块3和直流输出模块4的驱动逻辑控制。
如图2所示为本发明的电源输入选择模块1连接原理图。电源输入选择模块1选择输入电源，通过选择开关K11可以选择外部220V交流电或者电池组两端的总电压作为电源输入。当选择开关K11选择外部220V交流电源时，电源输入选择模块1输出端通过选择开关K12连接AC/DC整流器和线性稳压器模块2，电路工作在充电均衡状态，此时整个电池组的总能量增加，电池单体电压均衡水平趋于一致；当选择开关K11选择电池组两端的总电压作为电源输入时，电源输入选择模块1输出端通过选择开关K12连接DC/AC逆变器模块3，电路工作在组内均衡状态，此时整个电池组的总能量不变，电池单体电压均衡水平趋于一致。通过选择开关K12可以选择AC/DC整流器和线性稳压器模块2或者DC/AC逆变器模块3作为电源 输入选择模块1的输出。
如图3所示为本发明的AC/DC整流器和线性稳压器模块2电路连接原理图。所述AC/DC整流器和线性稳压器模块2输入端连接至电源输入选择模块1输出端，整流桥BR11和电容C11将外部220V交流电整流成额定直流电压，该额定直流电压输入至Q11的集电极，电阻R11和稳压管Z11产生相对于公共输入端E的稳定直流电压，该直流电压施加于Q11的栅极，使C点电压经限流电阻R14产生稳定的直流电压Uo1。稳压二极管Z11和IGBT缓冲器使得D点电压开环稳定，当输入外部220V交流电波动时，D点输出电压趋于恒定。R14与Q12提供输出限流，负载电流i11经输出限流电阻R14流向D点，D点电压施加到Q12的发射极，C点的电压经过分压电阻R12和R13产生F点的电压，F点电压施加于Q12的基极，R14上的电压降与负载电流成正比，D点相对于C点的电压差随着负载电流的增加而增大，当负载增大，F点电压比D点电压大0.6V时，Q12逐渐导通，使D点的输出电压Uo1降低。AC/DC整流器和线性稳压器模块2输出端连接至DC/AC逆变器模块3。
如图4所示为本发明的DC/AC逆变器模块3电路连接原理图。当电源输入选择模块1中选择开关K11选择外部220V交流电作为电源输入时，DC/AC逆变器模块3输入端连接至AC/DC整流器和线性稳压器模块2输出端；当电源输入选择模块1中选择开关K11选择电池组总电压作为电源输入时，DC/AC逆变器模块3输入端通过K12连接至电源输入选择模块1输出端。此处使用SPWM调制技术，调试波频率20kHz，等腰三角载波Uc和正弦调试波Ur相比较，两者的交点确定了MOSFET Q21、Q22、Q23、Q24的开关时刻，工作时Q21和Q23通断状态互补，Q22和Q24的通断状态也互补。采用单极性PWM控制方式，具体的控制规律如下：载波Uc在Ur的正半周为正极性的三角波，在Ur的负半周为负极性的三角波，在Ur和Uc的交点时候控制开关器件Q21、Q22、Q23、Q24的通断，在Ur的正半周，Q21保持通态，Q22保持断态，当Ur>Uc时使Q24导通，Q23关断，输出电压Uo2＝Ui2，；当Ur<Uc时使Q24关断，Q23导通，Uo2＝0。在Ur的负半周，Q21保持断态，Q22保持导通，当Ur<Uc时使Q23导通，Q24关断，Uo2＝-Ui2；当Ur>Uc时使Q23关断，Q24导通，Uo2＝0；这样就得到了SPWM波形Uo2，SPWM调试方式减小了DC/AC逆变器模块3输出变压器和直流输出模块4变压器的体积并提高了其效率。变压器模块T21提供了隔离并降低了共模噪声。DC/AC逆变器模块3输出端连接直流输出模块4。
如图5所示为本发明的直流输出模块4连接原理图。所述直流输出模块4输入端通过双绞连接线连接至DC/AC逆变器模块3输出端，显然很容易增加或减少直流输出子模块的数量，仅受均衡电池数量和系统总功率的限制。以直流输出子模块#1为例，输入高频变压器T31通 过双绞连接线连接在DC/AC逆变器模块3输出变压器T21的副边，使用双绞连接线有效的减少了辐射噪声。此处Buck电路采用电流模式控制，T31变压器输出经过整流桥BR31和大电容C31变为直流电压，该电压流入IGBT Q31的集电极，当Q31门极施加正电压导通时，向电池B1充电，负载电流i31以指数曲线上升，i31流过电流检测电阻R31，由电流采样电阻R31的电压得到电流i31的值，将i31与电流给定I31进行比较，当i31<I31时，驱动Q31导通，当i31>I31时，关断Q31，此时i31呈指数规律逐渐下降，为了使i31连续且脉动小，所串电感L31很大，稳压管Z31将输出电压限制在一定范围内。稳压管Z31与电流检测电阻R31有效的防止了输出电流i31过大，起到了双重保护。通过设定不同的给定电流I31大小，可以实现不同的均衡速度控制。
考虑到系统的可扩展性和动力供电系统对电池单体数量的要求，此处采用基于DSP(TMS320F28335)+FPGA(EP2C8Q208C8)双CPU架构控制器设计。利用具有32位浮点运算的TMS320F28335芯片和CycloneⅡ系列的EP2C8Q208C8芯片来实现对均衡电路系统的双CPU架构控制,其中DSP28335芯片是完成复杂控制算法的系统核心部分,包括电池单体电压的采集，数据处理，均衡控制算法和上位机的PC通讯；FPGA芯片则是协助核心部分完成对DC/AC逆变器模块3和直流输出模块4开关器件的驱动逻辑控制。DSP与FPGA通过EMIF进行通讯。DSP实现与PC机的串口通讯，将电池单体信息及均衡控制状态发给PC机。该双CPU架构的控制器具有高运算性能和高稳定性能等优点。
电压检测和被动均衡电路模块使用可级联扩展的动力电池专用电池组监控器芯片LTC6804，每个LTC6804都能测量多达12个串联连接的独立电池单元。该器件的专有设计使多个LTC6804能串联叠置，而无需光耦合器或隔离器，从而允许对长串串联连接电池中的每一节电池进行精确的电压监视，当电池单体数量增加时，方便系统级联。同时LTC6804自带被动均衡控制端口，可以实现电池组的被动均衡，为电池组的主动均衡电路提供冗余设计。LTC6804读写控制信号由DSP发出。
驱动模块用于DC/AC逆变器模块3和直流输出模块4开关器件的驱动，驱动信号由FPGA(EP2C8Q208C8)发出。
一种应用上述分布式可级联隔离充电均衡电路的控制方法，包括以下步骤：
(1)获取电池单体电压：微控制器5DSP(TMS320F28335)借助电压检测和被动均衡电路模块，获取电池组各单体电压；
(2)计算电池单体电压平均值Uave和标准偏差S。
Uave=1NΣi=1i=NUi]]>
S=1NΣi=1i=N(Ui-Uave)2]]>
(3)判断均衡条件是否满足。根据步骤(2)计算结果，判断电压标准偏差S是否大于均衡阈值Sth＝0.01V，如果S>Sth,则启动均衡电路，向低于平均电压的电池单体充电。否则不启动均衡电路。
(4)能量传递：电源输入选择模块1通过选择开关K11选择电源输入，当K11选通外部220V交流电源时，K12选通AC/DC整流器和线性稳压器模块2，外部220V交流电源通过AC/DC整流器和线性稳压器模块2变为稳定的直流电压，该直流电压通过DC/AC逆变器模块3变为高频的正弦波电压。当K11选通电池组总电压时，K12选通DC/AC逆变器模块3，电池组总电压直接通过DC/AC逆变器模块3变为高频的正弦波电压。该正弦波电压通过高频变压器和双绞连接线连接在直流输出模块4上。启动步骤(3)所确定的直流输出子模块电路，即可向低于平均电压的电池单体充电。能量较低的电池单体电压逐渐升高，电池单体均衡水平趋于一致。
(5)重复步骤(1)～(4)，直到电压标准偏差S小于电池均衡阈值Sth为止。此处应该注意：当采用外部220V交流电源供电时，电池组平均电压Uave随着均衡过程不断增加，最终接近电池组最高单体电压Umax，整个电池组最终的均衡效果是所有的单体电压接近平均电压Uave≈Umax；当采用整个电池组总电压供电时，电池组平均电压Uave随着均衡过程基本保持不变，整个电池组最终的均衡效果是所有的单体电压接近平均电压Uave。
实施例一：
如图1～图9，是一种分布式可级联隔离均衡电路及控制方法实施例。设定系统总的电池单体数N＝4，并假设电池组单体初始电压分别为UB1＝3.487V，UB2＝3.534V，UB3＝3.545V，UB4＝3.557V。此时采用外部220V交流电供电，即采用充电均衡。
如图1所示，均衡电路的微控制器5选用数字信号处理DSP(TMS320F28335)+FPGA(EP2C8Q208C8)双CPU架构控制器设计,利用具有32位浮点运算的TMS320F28335芯片和CycloneⅡ系列的EP2C8Q208C8芯片来实现对均衡电路系统的双CPU架构控制。其中DSP28335芯片是完成复杂控制算法的系统核心部分,包括电池单体电压的采集，数据处理， 均衡控制算法和上位机的PC通讯。FPGA芯片则是协助核心部分完成对DC/AC逆变器模块3和直流输出模块4的驱动逻辑控制，为开关器件Q21、Q22、Q23、Q24、Q31、Q32、Q33、Q34提供驱动控制信号。
所述电压检测和被动均衡电路模块采用凌特公司的LTC6804动力电池专用电池组监控器芯片实时测量电池组中每节电池的电压，并为电池组提供冗余被动均衡功能。
如图2所示，电源输入选择模块1通过选择开关K11选择外部220V交流电作为电源输入，通过选择开关K12选择AC/DC整流器和线性稳压器模块2，电路工作于充电均衡状态，此时整个电池组的总能量增加，电池单体电压均衡水平趋于一致；
如图3所示，AC/DC整流器和线性稳压器输入端连接至电源输入选择模块1输出端，整流桥BR11和电容C11将外部220V交流电整流成额定直流电压，该额定直流电压输入至IGBT Q11的集电极，电阻R11和稳压管Z11产生相对于公共输入端E的稳定直流电压，该直流电压施加于IGBT Q11的门极，使C点电压经限流电阻R14产生稳定的直流电压Uo1。稳压二极管Z11和IGBT缓冲器电路使得D点电压开环稳定，当输入外部220V交流电波动时，D点输出电压趋于恒定。R14与三极管Q12提供输出限流，负载电流i11经输出限流电阻R14流向D点，D点电压施加到三极管Q12的发射极，C点的电压经过分压电阻R12和R13产生F点的电压，F点电压施加于三极管Q12的基极，R14上的电压降与负载电流成正比，D点相对于C点的电压差随着负载电流的增加而增大，当负载增大，F点电压比D点电压大0.6V时，三极管Q12逐渐导通，使D点的输出电压Uo1降低。
如图4所示，DC/AC逆变器模块3输入端连接至AC/DC整流器和线性稳压器模块2输出端，此处使用SPWM调制技术，调试波频率20kHz，等腰三角载波Uc和正弦调试波Ur相比较，两者的交点确定了开关器件Q21、Q22、Q23、Q24的开关时刻，工作时Q21和Q23通断状态互补，Q22和Q24的通断状态也互补。采用单极性PWM控制方式，具体的控制规律如下：载波Uc在Ur的正半周为正极性的三角波，在Ur的负半周为负极性的三角波，在Ur和Uc的交点时候控制开关器件Q21、Q22、Q23、Q24的通断，在Ur的正半周，Q21保持通态，Q22保持断态，当Ur>Uc时使Q24导通，Q23关断，输出电压Uo2＝Ui2，；当Ur<Uc时使Q24关断，Q23导通，Uo2＝0。在Ur的负半周，Q21保持断态，Q22保持导通，当Ur<Uc时使Q23导通，Q24关断，Uo2＝-Ui2；当Ur>Uc时使Q23关断，Q24导通，Uo2＝0；这样就得到了SPWM波形Uo2，SPWM调试方式减小了DC/AC逆变器模块3输出变压器和直流输出模块4变压器的体积并提高了其效率。变压器模块T21提供了隔离并降低了共模噪声。DC/AC逆变器模块3输出端连接直流输出模块4。
如图6所示，直流输出模块4输入端通过双绞连接线连接至DC/AC逆变器模块3输出端，此处启动直流输出子模块#1、#2、#3，即向电池单体B1、B2、B3进行均衡充电。以直流输出子模块#1为例，输入高频变压器T31通过双绞连接线连接在DC/AC逆变器模块3输出变压器T21的副边，使用双绞连接线有效的减少了辐射噪声。此处采用电流模式控制，T31变压器输出经过整流桥BR31和大电容C31变为直流电压，该电压流入开关器件Q31的集电极，当Q31栅极施加正电压导通时，向电池B1充电，负载电流i31以指数曲线上升，i31流过电流检测电阻R31，由电流采样电阻R31的电压得到电流i31的值，将i31与电流给定I31进行比较，当i31<I31时，驱动Q31导通，当i31>I31时，关断Q31，此时i31呈指数规律逐渐下降，为了使i31连续且脉动小，所串电感L31很大，稳压管Z31将输出电压限制在一定范围内。稳压管Z31与电流检测电阻R31有效的防止了输出电流i31过大，起到了双重保护。通过设定不同的给定电流I31大小，可以实现不同的均衡速度控制。
(6)数字信号处理DSP(TMS320F28335)借助电压检测和被动均衡电路模块，获取动力电池各单体电压，计算电池单体电压平均值Uave和标准偏差S，判断电压标准偏差S是否大于均衡阈值Sth＝0.01V，如果S>Sth,则启动主动均衡电路。实施例中，电池单体电压UB1＝3.487V，UB2＝3.534V，UB3＝3.545V，UB4＝3.557V，通过计算可得系统的平均电压Uave＝3.531V，标准偏差S＝0.027V>Sth，启动均衡电路，即启动直流输出子模块#1、#2、#3模块，向电池单体B1、B2、B3充电，使B1、B2、B3电池单体电压升高到与B4同一水平。
如图7所示，电池单体B1均衡时，得到的电池单体B1与电池单体B4的电压波形图。当图5中开关器件Q31导通时，电流i31逐渐增加，B1处于充电均衡状态，由于电池内阻的原因，电池单体B1端电压UB1迅速上升，充电时间10s；当图6中开关器件Q31关断，电流i31逐渐减小，电池单体B1端电压UB1下降，此时处于静置状态，静置时间10s，在静置状态末期判断电池单体B1的端电压UB1是否达到均衡水平即3.557V，如果UB1<3.557V，重复上述过程；如果UB1≥3.557V，则停止电池单体B1的均衡。因此可得到电池单体B1与电池单体B4的电压波形图。只需要大约650s的时间，均衡电路就使得电池单体B1的电压UB1达到均衡水平即3.557V。
如图8所示，电池单体B2均衡时，得到的电池单体B2与电池单体B4的电压波形图。当图5中开关器件Q32导通时，电流i32逐渐增加，B2处于充电均衡状态，由于电池内阻的原因，电池单体B2端电压UB2迅速上升，充电时间10s；当图6中开关器件Q32关断，电流i32逐渐减小，电池单体B2端电压UB2下降，此时处于静置状态，静置时间10s，在静置状态末期判断电池单体B2的端电压UB2是否达到均衡水平即3.557V，如果UB2<3.557V，重复上述过程； 如果UB2≥3.557V，则停止电池单体B2的均衡。因此可得到电池单体B2与电池单体B4的电压波形图。只需要大约390s的时间，均衡电路就使得电池单体B2的电压UB2达到均衡水平即3.557V。
如图9所示，电池单体B3均衡时，得到的电池单体B3与电池单体B4的电压波形图。当图5中开关器件Q33导通时，电流i33逐渐增加，B3处于充电均衡状态，由于电池内阻的原因，电池单体B3端电压UB3迅速上升，充电时间10s；当图6中开关器件Q33关断，电流i33逐渐减小，电池单体B3端电压UB3下降，此时处于静置状态，静置时间10s，在静置状态末期判断电池单体B3的端电压UB3是否达到均衡水平即3.557V，如果UB3<3.557V，重复上述过程；如果UB3≥3.557V，则停止电池单体B3的均衡。因此可得到电池单体B3与电池单体B4的电压波形图。只需要大约210s的时间，均衡电路就使得电池单体B3的电压UB3达到均衡水平即3.557V。
如图10所示为本发明动力电池静止状态下的均衡效果图，电池组单体初始电压分别为UB1＝3.487V，UB2＝3.534V，UB3＝3.545V，UB4＝3.557V。只需要大约700s的时间，均衡电路就使得电池组中电池单体电压趋于一致。
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。