交织式单载波频分多址系统的载波频偏抵消方法 技术领域 本发明属于宽带无线接入技术领域， 特别涉及一种采用交织 (interleaved) 子载 波分配方法的单载波频分多址上行链路系统的载波频偏 (carrier frequencyoffset， CFO) 补偿方法。
背景技术 单 载 波 频 分 多 址 (single carrier frequency division multiple access， SC-FDMA) 是除多载波正交频分多址 (orthogonal frequency division multiple access， OFDMA) 之外的另一种非常适合宽带移动通信的多址接入技术。该技术将单载波频域均衡 (single carrier frequency domain equalization， SC-FDE) 和频分多址接入 (frequency division multiple access， FDMA) 相结合， 基站可以根据用户的信道状态信息动态地将频 带分给多个用户， 同时保证了用户之间的频域正交性。与 OFDMA 技术相比， SC-FDMA 采用单 载波调制， 具有低的峰均值比 ； 在基站接收端， SC-FDMA 采用频域均衡技术来有效对抗多径 效应。现有的研究结果表明 SC-FDMA 具有和 OFDMA 相似的系统容量和多址接入能力， 并且 其基带处理复杂度与 OFDMA 相似。由于这些特性， SC-FDMA 已经被 3GPP 组织采纳作为下一 代移动通信系统 3GPP-LTE 标准的首选上行多址接入方案。
在 SC-FDMA 系统中， 上行信道带宽被分为多个正交的子频带分配给多个用户， 在 目前 3GPP-LTE 已确定的子载波分配方式中， 交织式 SC-FDMA 因为其信号时域波形低峰均值 比的特性而得到关注。此外， 在交织式 SC-FDMA 系统中， 各用户子载波等间隔地分布在整个 频带中 ( 见图 1)， 因此可以获得较高的频域分集增益。 在没有载波频偏的理想情况下， 用户 之间没有相互干扰， 但是实际系统中用户发送机和基站接收机之间的载波频偏会破坏用户 子载波间的正交性， 引起多用户干扰。由于交织式 SC-FDMA 中各用户子载波相互交错， 频偏 引起的多用户干扰较其它子载波分配方式 ( 如区域式子载波分配方式 ) 更为严重。
载波频偏的消除方法包括反馈法与接收端抵消法， 反馈法指由接收端估计出发送 端与其之间的载波频差， 并将该频差信息反馈至发送端调节 ； 接收端抵消法则无需进行频 差反馈， 而直接在接收端根据估计的频偏进行抵消处理。 SC-FDMA 上行链路中载波频偏去除 的方法一般采用基站抵消法。 这是因为， 首先各用户与基站的频差相互独立， 反馈法需要耗 费额外的数据传输带宽 ； 其次各用户一般已经通过下行频率同步使得载波频偏限制在较小 的动态范围， 这时， 在基站端进行抵消处理就能很好地消除载波频偏的影响。
发明内容 本发明的目的是利用交织式 SC-FDMA 系统上行信号的时域特点， 基于多用户联合 检测原理， 提出了一种时域线性频偏抵消方法以及一种基于串行干扰抵消技术的时域频偏 抵消方法， 以解决交织式 SC-FDMA 系统上行链路由于各用户不同载波频偏引起的多用户干 扰问题。
为达到以上目的， 本发明是采取如下技术方案予以实现的 ：
一种用于交织式 SC-FDMA 系统的时域线性频偏抵消方法 (time domainlinear CFO cancellation， TD-LCC)， 包括下述步骤 ：
步骤 1 ： 接收端在完成时间同步后， 按照交织式 SC-FDMA 的数据块长度将基带 D/A 采样输出信号分块， 并去除各数据块中的循环前缀 (cyclic prefix， CP) 部分。每个采样数 据块中的基带接收信号 rn， 其中 0 ≤ n ≤ N-1， N 为采样数据块长度， 可以表示为
0 ≤ n ≤ N-1 ； 其中， U 是 SC-FDMA 系统中的用户数 ； εu ∈ (-0.50.5) 为用户 u 的归一化载波频偏其中， Δfu 为用户 u 载波与基站载波间的频偏， 基站可以通过频偏估计电路进行估 计； fs 表示子载波频率间隔 ； vn 为基站接收机等效基带噪声， 且服从均值为 0， 方差为 是包含用户 u 数据的接收信号分量， 表示为 0 ≤ n ≤ N-1 ； 其中， 为用户 u 与基站间信道的各独立多径衰落分量， L 为多径信道的总路径 的复高斯分布 ；
数； (.)modN 表示模 N 运算 ； 为用户 u 的第 n 个发送符号。 记分配给每个用户的子载波数为 Q， 因为每个子载波最多只能被分配给一个用户， 则系统最大可支持的用户数为 M ＝ N/Q， 且有 U ≤ M ；
步骤 2 ： 把步骤 1 得到的采样数据块 rn， 其中 0 ≤ n ≤ N-1 进行串 / 并存储转换， 利用交织式 SC-FDMA 信号的时域特性， 可以得到一个交织式 SC-FDMA 采样数据块的矩阵表 达式
其中 r ＝ [r0， r1K， rN-1]T 是一个 N×1 维列向量， [.]T 表示矩形 ( 向量 ) 的转置运 是一个 组成， 中的每个元素算； v ＝ [v0， v 1， K， vN-1]T 是一个 N×1 维列向量 ； (UQ)×1 维列向量， 它由 U 个 Q×1 维列向量 可以表示为
0 ≤ n ≤ Q-1 ； 其中 0 ≤ q ≤ Q-1 为用户 u 的原始信息符号 ； 的定义为 ： 若记系统所有子载波的编号依次为 0， 1， K， N-1， 那么 为分配给用户 u 的第一个子载波的编号 ； Ω 是一个 (u) N×(UQ) 维矩阵， 由 U 个 N×Q 维子矩阵 Ω 组成， 即 (1) (2) (U)
Ω ＝ [Ω Ω L Ω ]N×(UQ) ；
其中每一个子矩阵 Ω(u) 由 M 个 Q×Q 维对角矩阵组成， 即
其中为 Q×Q 维对角阵， 0 ≤ k ≤ M-1， 1 ≤ u ≤ U， 表示为
步骤 3 ： 用一个线性频偏抵消电路对所有用户的信号进行频偏补偿， 表示为
其中 z ＝ [(z(1))T， (z(2))T， K， (z(U))T]T 是一个 (UQ)×1 维列向量， 表示频偏抵消处 组成 ； 表示将矩阵 Ω 中理后的输出信号， 它由 U 个 Q×1 维列向量的频偏 εu 替换为基站接收机的频偏估计值 之后得到的对应矩阵 ； (.)H 表示矩阵的共轭 转置， (.)-1 表示矩阵求逆运算。
步骤 4 ： 经过频偏抵消后， 分离各用户信号， 并分别对每个用户进行频域均衡 (frequency domain equalization， FDE) 处理。包括下列步骤 ： (u)
分步骤 4.1 ： 对 z 进行 Q 点的离散傅里叶变换 (discrete Fourier transform， (u) DFT)， 表示为 Z ＝ FQz(u) ； 其中 FQ 为 Q×Q 维 DFT 矩阵。
分步骤 4.2 ： 对于向量 Z(u) 中的每一个元素 0 ≤ q ≤ Q-1进行如下频域均衡处理
其 中 (·)* 表 示 共 轭 运 算 ； |·| 表 示 绝 对 值 运 算 ； 的估计值 ； β(u) 通 过 如 下 计 算 获 得， 定义为基站接收机对实际信道多径分量那么 β(u) 为矩阵 ΛΛH 的第 (u-1)Q+1 个主对角元素。
分 步 骤 4.3 ： 将组 成 一 个 Q×1 向 量， 即8对 于 A(u)101997811 A CN 101997816说明书4/11 页进 行 Q 点 的 反 离 散 傅 里 叶 变 化 (inverse discrete Fourier transform， IDFT)， 记为
步骤 5 ： 从频域均衡输出信号 a(u) 中恢复发送符号。对于无信道编码的系统， 可以 其中 HD{·} 表示调制符号的硬将频域均衡输出信号直接做符号判决， 得到判决操作 ； 对于有信道编码的系统， 将 a(u) 送入信道解码单元。
一种用于交织式 SC-FDMA 系统的基于串行干扰抵消的时域频偏抵消 (timedomain CFO cancellation based on successive interference cancellation， TD-CC-SIC) 方法， 包括下述步骤 ：
步骤 11 ： 与 TD-LCC 方法中的步骤 1 相同。
步骤 12 ： 与 TD-LCC 方法中的步骤 2 相同。
步骤 13 ： 根据 重新表示为从大到小对所有用户进行排序， 定义用户次序为 k1， k2，K，
将串行频偏抵消处理循环计数器初始化， 即设 i ＝ 1。按照用户次序将步骤 2 中的
其中 r[1] ＝ r， v[1] ＝ v，
步骤 14 ： 对于串行频偏抵消的第 i 级处理， 记当前目标用户为 u ＝ ki， 采用下列运 算， 去除用户 ki， ki+1， K， kU 间的载波干扰
其中 z[i] ＝ [z0[i]， z1[i]， K， z(U-i+1)Q-1[i]]T 为一个 (U-i+1)Q×1 维列向量，表示将矩阵 Ω[i] 中的频偏 εu 替换为基站接收机的频偏估计值 之后得到的对应矩阵。 步骤 15 ： 从 z[i] 中取出前 Q 个元素， 组成向量 z(u)[i] ＝ [z0[i]， z1[i]， K， zQ-1[i]] T (u) ， 并对 z 进行最小均方误差准则下的频域均衡处理， 其分步骤如下 ： (u)
分步骤 15.1 ： 对 z [i] 进行 Q 点的 DFT， 记为 Z(u)[i] ＝ FQz(u)[i] ； 其中 FQ 为 Q×Q 维 DFT 矩阵 ：
分步骤 15.2 ： 对于向量 Z(u)[i] 中的每一个元素， 进行如下频域均衡处理 0 ≤ q ≤ Q-1 ；
其中为基站接收机对实际信道多径分量的估计值； β[i] 通过如下计算获得， 定义 ΛH[i] 的第 1 个对角元素。
那么 β[i] 为矩阵 Λ[i]分步骤 15.3 ： 将组成一个向量，对于 A(u)[i] 进行 Q 点的 IDFT， 记为
步骤 16 ： 从频域均衡输出信号 a(u)[i] 恢复出发送符号。对于无信道编码的系统， 其中 HD{·} 表示对调制符号将频域均衡输出信号直接做符号判决， 得到的硬判决操作 ； 或者对于有信道编码的系统， 对 a(u)[i] 进行信道解码， 利用解码后的信息 恢复出发送调制符号， 记为 调制符号的处理过程。
其中 DC{·} 表示从信道解码输出恢复出发送步骤 17 ： 去除在第 i 级处理中因用户 u 载波频偏而引起的对本级其他用户的干 与基站接收机对信道状态的估计值 0 ≤ n ≤ Q-1 ； 定义一列向量 根据接收端估计出的用户 u 的载波频偏， 经过如下运算扰。将
计算用户 u 对其他用户的干扰， 并进行干扰抵消， 处理过程表示为
步骤 18 ： 定义将串行频偏抵消处理循环计数器加 1， 即 i ← i+1， 然后重复步骤 14 ～步骤 18， 直至完成对所有用户的处理， 即i＝ U。
本发明交织式单载波频分多址 SC-FDMA 系统的时域线性频偏抵消方法具有以下优点 ： 1. 所提出的时域线性频偏抵消 (TD-LCC) 方法， 由于采用线性解相关技术， 消除了 由载波频偏引起的多用户干扰， 因解相关处理而被放大的噪声在随后的基于最小均方误差 准则下的频域均衡处理中得到了有效抑制。与传统的频偏抵消技术相比， 在相对较大载波 频偏情况下， 采用本发明 TD-LCC 方法的交织式 SC-FDMA 系统的误码率曲线没有错误平台 (error floor) 现象。 在计算复杂度上， 尽管本发明 TC-LCC 方法涉及一个矩阵求逆运算， 但 由于该矩阵实际上是由一系列对角矩阵组成的块矩阵， 若采用普通的高斯消元法进行该矩
阵的求逆， 其计算复杂度量级远低于普通无规则矩阵求逆运算量级。
2. 所提出的基于串行干扰抵消的时域频偏抵消 (TD-CC-SIC) 方法， 由于采用了分 级处理技术， 在计算复杂度上高于 TD-LCC ； 从量级上看， TD-CC-SIC 的复杂度约为 TD-LCC 的 k 倍， 其中 k 代表分级处理的总级数。但是由于 TD-CC-SIC 采用了判决反馈技术， 其对 载波频偏的抵消能力强于 TD-LCC 方法， 而且 TD-CC-SIC 可以通过灵活配置不同的分级数 以及每一级频偏抵消处理的用户数， 为系统提供频偏抵消性能与计算复杂度之间的折衷 (trade-off)。 附图说明 图 1 为交织式子载波分配方式示意图。
图 2 为交织式 SC-FDMA 系统上行用户 u 的发送机结构图。
图 3 为交织式 SC-FDMA 系统基站接收机结构示意图。
图 4 为图 3 所示接收机中基带处理模块 ( 包括频偏抵消， 频域均衡， 符号判决或信 道解码 ) 采用本发明提出的 TD-LCC 频偏抵消方法的具体细化结构图。
图 5 为图 3 接收机中基带处理模块 ( 包括频偏抵消， 频域均衡， 符号判决或信道解 码 ) 采用本发明提出的 TD-CC-SIC 频偏抵消方法的具体细化结构图。
图 6 为本发明提出的 TD-LCC 频偏抵消方法的流程示意图。
图 7 为本发明提出的 TD-CC-SIC 频偏抵消方法的流程示意图。
图 8 为本发明提出的 TD-LCC 与 TD-CC-SIC 两种频偏抵消方法， 以及传统 HL 频偏 抵消方法随接收平均信噪比 Eb/N0 参数变化的系统误码率性能比较仿真图。
图 9 为本发明提出的 TD-LCC 与 TD-CC-SIC 两种频偏抵消方法， 以及传统 HL 频偏 抵消方法在不同频偏程度下的系统误码率性能仿真图。
具体实施方式
以下将参照附图对本发明的具体实施进行详细的阐述。
考虑一个具有 U 个上行用户的交织式 SC-FDMA 系统， 假设整个频带被划分为 N 个 子载波。为保证用户间的正交性， 规定每个子载波只能被分配给一个用户。每个用户占用 相同数目 (Q 个 ) 的子载波， 则有 N ＝ MQ， U ≤ M。图 2 表示了某上行用户 u 的发射机结构 示意图， 每个用户的 Q 个信息符号 到频域， 即
0 ≤ q ≤ Q-1， 1 ≤ u ≤ U 首先经过 Q 点的 DFT 变换0 ≤ p ≤ Q-1。 每个用户的 Q 个频域分量 经过子载波分配模块被分别映射到属于每个用户的Q 个子载波上。可以将子载波映射过程表示为
图 1 给出了一个交织式 SC-FDMA 系统子载波分配例子， 图中 N ＝ 12， M ＝ U ＝ 3，Q ＝ 4。各用户频域分量经子载波映射后， 再由一个 N 点 IDFT 变换回时域。并 / 串变换将 IDFT 输出信号转换为串行信号 为了消除块间干扰并且使得数据块在传输过程中与信 道的线性卷积可以被等效为循环卷积， 将数据块的最后一段符号重复插入到整个数据块的 前端作为循环前缀 (cyclic prefix， CP)。信号再经过数字成形滤波和 D/A 转换生成符合 规定的 SC-FDMA 基带模拟信号， 最后， 载波调制模块将基带信号调制至规定的载频， 并通过 天线发射出去。 在基站接收端， 如图 3 所示， 下变频模块将来自接收天线的射频信号变换至基带 信号， 随后 A/D 采样器产生基带数字信号， 将其中的 CP 部分去除之后， 输出信号可以表示为
是包含用户 u 数据的接收信号分量， 表示为εu ∈ (-0.50.5) 为用户 u 的归一化载波频偏 ；Δfu 为用户 u 相对于基站的实际载波频偏， 可以通过基站频偏估计电路获得 ； fs 表 复高斯分布。示子载波间隔 ； 为用户 u 与基站间信道的各独立多径衰落分量， L 为多径信道的总路径 且服从均值为 0， 方差为 数； vn 为基站接收机等效基带噪声，
将接收采样信号经过串 / 并转换存储后， 可以排列成一个 N×1 维向量形式 其中， r ＝ [r0， riK， rN-1]T ； v ＝ [v0， v1， K， vN-1]T 是一个 N×1 维列向量 ；
是一个 (UQ)×1 维列向量， 它由 U 个 Q×1 维列向量 中的每个元素可以表示为组成，对于
Ω 为一个 N×(UQ) 维矩阵， 由 U 个 N×Q 维子矩阵 Ω(u)， 1 ≤ u ≤ U， 组成， 表示为 (1) (2) (U) Ω ＝ [Ω Ω LΩ ]N×(UQ) ； 其中每一个子矩阵 Ω(u) 又可以由 M 个 Q×Q 维对角矩阵组成， 即
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说为对角阵， 表示为明书8/11 页其中
接 收 机 基 带 处 理 模 块 根 据 基 站 已 经 估 计 出 的 频 偏 和 信 道 状 态 信 息， 即 1 ≤ u ≤ U， 依次进行载波频偏抵消， 频域均衡， 符号判决或信道解码处理， 最终恢复出发送端信息符号。本发明包括两种不同的载波频偏抵 消方法， 它们对应的基带处理结构图分别表示在图 4 与图 5 中， 相应的流程示意图分别表示 在图 6 与图 7 中， 具体实施步骤如下。
方法一 ： 时域线性频偏抵消方法 (TD-LCC) 如图 6 所示， 包括下列步骤 ：
1) 用一个线性频偏抵消电路实现对所有用户的信号进行频偏补偿 ( 如图 4 所 示 )， 表示为
其中输出信号用一个 (UQ)×1 维的列向量 z ＝ [(z(1))T， (z(2))T， K， (z(U))T]T 表示， 组成。 表示将矩阵 Ω 中的频偏 εu 替换它由 U 个 Q×1 维列向量 为接收机估值 后得到的对应矩阵。
2) 载波频偏抵消后， 将各用户信号进行分离， 如图 4 所示， 属于用户 u 的信号 z(u) 被分离出来并进行频域均衡处理。包括下列步骤 ：
(a) 对 z(u) 进行 Q 点的 DFT， 记为 Z(u) ＝ FQz(u) ； 其中 FQ 为 Q×Q 维 DFT 矩阵 ：
(b) 对于向量 Z(u) 中的每一个元素进行如下频域均衡处理
(·)* 表示共轭运算， |·| 表示绝对值运算 ； 的估计值 ； β(u) 通过如下计算获得， 定义其中为接收机对实际信道那么 β(u) 为矩阵 ΛΛH 的第 (u-1)Q+1 个对角元素。13101997811 A CN 101997816
说组成一个 Q×1 向量，明书9/11 页(c) 将对于 A(u) 进行 Q 点的 IDFT变换， 记为 3) 从频域均衡输出信号 a(u) 中恢复出发送符号。对于无信道编码的系统， 可以将 (u) 频域均衡输出信号直接做符号判决。 对于有信道编码的系统， 将 a 送入信道解码单元。 最
后得到对发送符号
的恢复， 记为其中 0 ≤ q ≤ Q-1， 1 ≤ u ≤ U， 如图 4 所示。方法二 ： 基于串行干扰抵消的时域频偏抵消方法 (TD-CC-SIC) 如图 7 所示， 包括下 述步骤 ： 1) 根据 从大到小对所有用户进行排序， 定义用户次序为 k1， k2， K， 将 重新表示为
串行频偏抵消处理循环计数器初始化， 即设 i ＝ 1。按照用户次序将
其中 r[1] ＝ r， v[1] ＝ v，
2) 对于串行频偏抵消的第 i 级处理， 记当前目标用户为 u ＝ ki， 采用下列运算， 去 除用户 ki， ki+1， K， kU 间的载波干扰
z[i] ＝ [z0[i]， z1[i]， K， z(U-i+1)Q-1[i]]T 为一个 (U-i+1)Q×1 维列向量，表示将矩阵 Ω[i] 中的频偏 εu 替换为接收机估值 后得到的对应矩阵。 3) 从 z[i] 中取出前 Q 个元素， 组成向量 z(u)[i] ＝ [z0[i]， z1[i]， K， zQ-1[i]]T， 并 (u) 对 z 进行最小均方误差准则下的频域均衡处理 ：
(a) 对 z(u)[i] 进行 Q 点的 DFT， 记为 Z(u)[i] ＝ FQz(u)[i] ； 其中 FQ 为 Q×Q 维 DFT 矩 阵：
(b) 对于向量 Z(u)[i] 中的每一个元素， 进行如下频域均衡处理
其中为接收机对实际信道的估计值 ； β[i] 通过如下计算获得， 定义 角元素。
那么 β[i] 为矩阵 Λ[i]ΛH[i] 的第 1 个对(c) 将组成一个向量，对于 A(u)w[i] 进行Q 点的 IDFT， 记为
4) 从频域均衡输出信号 a(u)[i] 恢复出发送符号。 对于无信道编码的系统， 将频域 其中 HD{·} 表示对调制符号的硬判均衡输出信号直接做符号判决， 得到决操作 ； 或者对于有信道编码的系统， 对 a(u)[i] 进行信道解码， 利用解码后的信息恢复出 发送调制符号， 记为 号的处理过程。
其中 DC{·} 表示从信道解码输出恢复出发送调制符 与5) 根 据 接 收 机 估 计 出 有 关 用 户 u 的 载 波 频 偏 与 信 道 状 态 值， 即计算出用户 u 对于本级其他用户的干扰 ( 图 5 中表示为载波干扰重 现 )， 并加以抵消
其中其分量6) 定义将串行频偏抵消处理级数计数加 1， 即 i ← i+1， 然后重复操作 2) ～操作 6)， 直至处理完所有用户， 即 i ＝ U。 为了验证提出的两种载波频偏抵消算法的有效性， 我们进行了计算机仿真验证。
实验一 ： 比较采用各种频偏抵消方法后交织式 SC-FDMA 系统的误码率性能。
考 虑 一 个 交 织 式 SC-FDMA 系 统， 设 子 载 波 总 数 为 N ＝ 64， 用 户 数 U ＝ 4， 每 个用户平均占用 Q ＝ 16 个子载波。设定各用户归一化载波频偏组成的数组为 ε ＝ [0.20-0.25-0.300.15]。假设系统采用无信道编码的 QPSK 调制方式， 在基站端各用户的平 均接收信噪比相等。各用户与基站间的频率选择性信道衰落模型为 4 径等功率 Rayleigh 信道， 设基站具有理想的信道与频偏估计。
图 8 比较了几种不同的载波频偏抵消方法在交织式 SC-FDMA 中的误比特率 (bit error rate， BER) 随平均接收信噪比 Eb/N0 变化的性能曲线。标记为 “Ideal” 的曲线代 表系统在无频偏情况下 ( 即所有 εu ＝ 0) 的性能。标记为 “HL” 的曲线对应于将 2005 年 第 7 期 IEEE Transactions on Communications 学术期刊中文章题为 “An interference cancellation scheme for carrier frequency offsets correction inOFDMA systems” 中的频偏抵消方法应用到交织式 SC-FDMA 系统后的性能， 由于 HL 方法采用迭代处理， 仿真 中将迭代次数值取为 5。对于所有方法， 在频偏抵消处理后， 都采用基于最小均方误差准则 的频域均衡器。从图 8 中可以观察到在高 Eb/N0 值下， HL 方法出现错误平台现象， 说明系统 仍具有残留多用户干扰。但是， 本发明提出的 TD-LCC 与 TD-CC-SIC 方法都没有出现错误平
台的现象。由于采用了串行干扰抵消技术， TD-CC-SIC 呈现出比 TD-LCC 更优的性能， 例如， -4 当 BER 为 10 时， TD-CC-SIC 较 TD-LCC 有约 1dB 的增益， 其距离 “Ideal” 的间隔在 1dB 左 右。
实验二 ： 比较各种频偏抵消方法在不同频偏程度下的系统误码率性能。
图 9 比较了上述几种不同的频偏抵消方法在不同载波频偏下的性能， 设各用户的 载波频偏组成的数组值为 ε ＝ ρ[1-11-1]。图 9 给出了当 Eb/N0 ＝ 17dB 时各频偏抵消方 法在不同 ρ 取值下的 BER 性能。可以看出所有方法的 BER 性能均随着 ρ 的增大而降低， 这是因为随着 ρ 的增大， 系统中的多用户干扰变得越来越严重。可以看出本发明提出的 TD-LCC 与 TD-CC-SIC 方法具有比传统的 HL 方法更优越的性能。