多频带声学换能器阵列 技术领域 本发明涉及在至少两个频带工作的高效声学 ( 声波和超声波 ) 体波 (bulk wave) 换能器的技术和设计。该换能器的应用例如但不限于， 医学超声成像、 无损测试、 工业和生 物检测、 地质应用、 和声纳 (SONAR) 应用。
背景技术
组织的非线性弹性和超声造影剂微泡 (micro-bubbles) 在医学超声成像中的应 用提供了噪声更少的改善的图像。最广泛的使用是在所谓谐波成像中， 其中使用发射频带 的第二谐波分量来成像， 该分量是通过滤波或脉冲反相 (PI) 技术从该信号中提取的。在美 国专利 6461303 号中还描绘了使用该发射脉冲的第三和第四谐波分量来成像。
美国专利申请 10/189350 和 10/204350 号中深入描述了双频带发射超声和声学脉 冲复合信号的不同应用， 其提供了具有更少噪声的图像， 非线性散射的图像， 以及大幅提高 了超声和声学成像应用的量化目标参数。该方法对于透射和散射成像都适用。对于这些应 用， 可以如图 1 的例子所示那样， 发射双频带脉冲复合信号， 其中在图 1a 中， 高频 (HF) 脉冲 101 叠加在低频 (LF) 脉冲 102 的峰值压力上。 图 1b 示出了另一种情形， 其中 HF 脉冲 103 叠 加在 LF 脉冲 102 的最大梯度处。 该 LF 和 HF 脉冲的中心频率比典型地可以在 1 ∶ 5-1 ∶ 20 的范围中， 同时在该图像的规定深度范围内， 该 HF 脉冲必须位于该 LF 脉冲的规定区间中。 在其他应用中， 希望利用同样的探头发射低频 ( 例如 0.5-2MHz) 波以治疗组织 ( 组织的高热或空洞损伤 ) 或释放超微或微颗粒或气泡中携带的药物， 同时还能够以更高 频率 ( 例如 5-10MHz) 在同一探头表面上提供超声成像。在另一应用中， 希望有一种具有 3 个频带的组合超声治疗和成像的探头， 例如使用第二低频 (LF2) 带～ 400kHz 生成用于组 织中的空洞的脉冲， 例如破坏包含药物的超微尺寸脂质体颗粒以便向肿瘤输送药物， 使用 第一低频 (LF1) 带～ 3MHz 加热组织以用于肿瘤的高热治疗， 通常称为 HIFU——高强度聚 焦超声， 或者增加肿瘤中的血流量以增强肿瘤的氧合作用或提高该～ 400kHz 破坏药物携 带颗粒的效率， 以及使用高频 (HF) 带～ 20MHz 以成像， 潜在地， 也可能与该～ 3MHz 的 LF1 频带组合用于目标弹性的非线性控制以进行成像， 例如根据美国专利申请 10/189350 和 10/204350 中所述。
在另一应用中， 只希望能够有更多的可用频带选择用于在同一探头上进行大深度 范围变化的成像。例如在用于急诊医学的便携式超声成像系统中， 希望使用 2.5MHz 的中心 频率进行深度目标成像， 并且使用同一探头以 7-10MHz 的中心频率对更接近身体表面的目 标进行成像。 该阵列例如可以被设置为相控线性阵列、 开关线性阵列和曲线阵列。 在声学成 像的许多其他应用中也存在对于多频带换能器的需要， 例如对材料的无损测试 (NDT)， 通过 弹性波观察地质构造， 以及对例如在海底附近的鱼、 海底以及位于海底和埋在海底或陆地 上的土壤中的目标例如矿石进行 SONAR 测量和成像。这些都涉及利用多频带脉冲复合信号 进行非线性测量和成像、 以及对于不同需求例如不同探测范围选择不同频带脉冲的能力。
在 Br Heart J.1984 Jan ； 51(1) ： 61-9 的 M 模式和多普勒测量中使用了双频带发
射脉冲。在美国专利第 5410516 号中给出了其他例子， 其中检测到在来自造影剂微泡的非 线性散射中产生的发射频带的合频谱带和差频谱带。在美国专利第 6312383 和美国专利申 请 10/864992 中给出了该双频带发射的进一步发展。
针对换能器阵列设计的这些挑战， 本发明公开了多个解决方案。在本说明书中主 要考虑了弹性波在超声频率范围内的情形， 但是本领域技术人员应当清楚， 根据本发明的 解决方案可以应用到任何频率范围的声波中， 以及固体中的切变波。 发明内容
本概述部分给出了本发明部件的简要综述， 而不是对于本发明范围的任何限制， 本发明仅由所附的权利要求来限定。
本发明提供了对于声学阵列探头、 通常为超声阵列探头的一般需求的解决方案， 该探头通过至少部分共用的辐射表面发射 / 接收具有分离的多个频带中的频率的声学脉 冲。该共用辐射表面具有多个优点， 例如最小化同一设备所使用的双频带或多频带探头的 尺寸。在其他情况下， 需要一个共用辐射表面以同时发射高频 (HF) 和低频 (LF1) 脉冲， 该 脉冲在实际成像范围内在该 HF 和 LF1 脉冲之间具有低的或可控的相位滑动， 从而使得该 HF 脉冲出现在该 LF1 压力振动的限定定区域中。 本发明还提供了一种设计阵列的一般程序， 该阵列的工作频带的数量可以自由 选择。特别地， 提供了一种换能器阵列的方案， 该换能器阵列用于发射和接收包含高频带 (HF)、 第一较低频带 (LF1) 和第二较低频带 (LF2) 的 3 频带脉冲复合信号， 或者发射和潜在 地接收三个不同频带 (HF、 LF1 和 LF2 频带 ) 中的分离的脉冲。本发明提供了一种解决方 案， 其中中心频率比是在～ 3 ∶ 1-20 ∶ 1 的范围内 (HF ∶ LF1)， 该比值没有限定的上限或 下限。LF1 ∶ LF2 频带的中心频率比可以具有相似的值。通过最低分离的中心频率， 可以获 得例如用于选择多个图像频带的探头， 其中心频率例如是 2MHz、 5.5MHz 和 15MHz。 通过较大 分离的中心频率， 可以获得使用美国专利申请 10/189350 和 10/204350 中描述的方法成像 的探头， 其还可以包括用于对组织进行 HIFU 和空洞治疗的频带。
为了在至少一部分辐射表面共用的情况下实现多频带脉冲的发射， 本发明提供的 解决方案是一组阵列， 其对于每个频带谐振并且具有至少一部分共用辐射表面。该阵列的 元件可以是一般布置， 例如是线性相控或开关阵列或环形阵列。该阵列在一个或两个维度 上可以是平的或弯曲的、 既凹又凸的。该线性阵列在竖直方向上的元件分隔到 1.5D、 1.75D 甚至完全 2D 的阵列也是根据本发明的实施例。该阵列元件对于不同频带还可以有不同的 尺寸、 形式和分隔， 例如但不限于， 用于低频治疗脉冲的环形阵列与用于成像的线性开关或 相控阵列。本发明还提供了用于与阵列波束形成相关的电子电子器件的高效封装， 例如用 于各个阵列元件的发射和接收放大器， 允许元件组通过单根导线连接到该设备的子孔波束 形成器电子器件， 用于将选定组的阵列元件通过单根导线电并联连接到波束形成器通道以 进行发射和接收的电子开关， 等等。
为 了 最 小 化 不 同 频 带 脉 冲 之 间 随 着 深 度 而 产 生 的 相 对 位 置 滑 动， 以及克服 (defeat) 衍射以在深的范围上获得充分校准的低频 (LF1， LF2，…， LFn，… ) 波束， 本发 明提供了一种解决方案， 其中用于不同频带的阵列具有较大的共用辐射表面， 并且较低频 率阵列的辐射表面的部分能够在较高频阵列的辐射表面外部。 为了最小化近场中不同频带
脉冲之间的交叠， 本发明还提供了一种解决方案， 其中较低频率孔的中心部分是不活动的 (inactive)。为了在不同频带的辐射表面的不同尺寸和交叠之间进行高效选择， 本发明通 过阵列构造的特殊方案提供不同频带的共用辐射表面， 实现了 (devices) 对于不同频带使 用不同的阵列。
在根据本发明的一个实施例中， 为了获得共用的 HF 和 LF1 阵列辐射表面， 通过层 叠在彼此前面的分离的压电层来生成该 HF 和 LF1 脉冲， 其中 HF 压电层在前面， 并且在 LF1 压电层的前面有用于 HF 振动的隔离部。阻抗匹配层的负载匹配部分设置在该 HF 压电层和 前面的负载材料之间。该隔离部分设计成使得该 HF 压电层和隔离部分之间的反射系数在 HF 频带高， 从而使得该 HF 压电层后面的层对于 HF 频带中 HF 压电层的电声转换的谐振产 生小的影响。该隔离部分还设计成使其在 LF1 频带中与该隔离部分前面的探头层 (probe layers) 配合以提供 LF1 压电层与该负载材料的声学匹配。
当从前面进入隔离部分中的阻抗低于或高于 HF 压电层的特性阻抗时， 可以获得 该 HF 压电层与隔离部分之间接近于 1 的反射系数。当从前面进入到隔离部分的阻抗在 HF 频带中低时， HF 压电层将具有厚度谐振 (thickness resonance)， 其在 HF 频带中心附近近 似于半个波长厚。 当从前面进入到隔离部分的阻抗在 HF 频带中较高时， HF 压电层将具有厚 度谐振， 其在 HF 频带中心附近近似于四分之一波长厚。 该四分之一波长谐振通常允许 HF 层 谐振具有更宽的带宽， 但是与 HF 压电层的半波长谐振相比， 电阻抗将具有较小的相位角。
本发明提供了隔离部分的特别设计， 该隔离部分在 HF 频带中提供进入隔离部前 面的阻抗足够高或足够低的阻抗， 同时对于从隔离部后面看到的阻抗具有较低的敏感度。 这在 LF1 压电层由陶瓷 / 聚合物复合材料制成时是特别重要的， 因为在隔离部分连接到该 复合材料中的聚合物或陶瓷时， 希望最小化从 HF 层向隔离部分的反射系数的变化。为了使 得该反射系数的阻抗灵敏度减小， 本发明提供了使隔离部分由至少两个声学层构成的技术 方案。
在根据本发明的隔离部分的第一个实施例中， 该隔离部分包括位于隔离部分后面 的阻抗调节层， 该阻抗调节层足够薄和重以使其在 HF 频带中近似作为一个足够大的质量 与后面的阻抗串联。于是该质量与隔离部分后面的负载串联， 使得整个隔离部分的阻抗变 换较少地依赖于该隔离部分是否端接到 LF1 压电复合物中的聚合物或陶瓷。该阻抗调节层 优选为重的材料， 例如 Cu、 Ag、 Au、 Pd、 Pt、 W 或这些材料的合金， 或者是烧结在一起或胶粘在 溶剂例如聚合物中的这些材料的合金或这些材料的粉末。 后层的厚度典型地可以是 λHF/30 数量级或更高。由于 Si 具有较大的波传播速度 (8.44mm/μsec)， 也可以使用 Si 层作为具 3 有足够质量的阻抗调节层， 虽然 Si 的质量密度仅仅是 2330kg/m 。 本发明还提供了一种隔离 部分的阻抗调节层由陶瓷构成的解决方案， 其中该陶瓷层可以是 LF1 压电层的一部分。该 陶瓷后层可以方便地与一重材料的薄层 (λHF/30 数量级 ) 组合， 重材料例如是 Cu、 Ag、 Au、 Pd、 Pt、 W 或这些材料的合金， 或者是烧结在一起或胶粘在溶剂例如聚合物中的这些材料的 合金或这些材料的粉末。
于是能够例如通过在所述大质量的阻抗调节层前面的匹配层来获得进入该隔离 部分的低阻抗， 其中所述匹配层具有低的特性阻抗并且在 HF 频带中心附近为四分之一波 长厚。所述匹配层优选地能够由聚合物或类似的材料制成。通过认识到所述隔离部分匹配 层和 HF 压电层与负载的匹配层的厚度都小于 LF1 频带中的波长， 能够实现关于如何在 LF1频带中的使得 LF1 压电层与负载相匹配的近似分析。这容许薄层近似， 其中所述低阻抗匹 配层用作与 HF 压电和匹配层的质量以及该负载阻抗相串联的弹性弹簧。然后根据该弹簧 和质量块之间的谐振选择该 LF1 频带的中心频率， 其中从后面看到的进入所述隔离部分匹 配层的阻抗相位为零。可以通过改变所述隔离部分匹配层的刚度与该 HF 压电和负载匹配 层的质量来调节该谐振频率。该质量例如可以通过改变 HF 压电复合物中的填充的陶瓷体 积来调节。
能够修改该实施例以获得进入该隔离部分的高阻抗， 即通过在具有低特性阻抗的 第一 λHF/4 匹配层之前增加连接到 HF 压电层的具有高特性阻抗的第二 λHF/4 匹配层来实 现。 通过这个解决方案， 从前面看进入该隔离部分的阻抗较小地依赖于上述薄阻抗调节层， 使用两个 λHF/4 匹配层时， 在许多情况下可以去除该层。可以通过本领域技术人员公知的 标准阻抗匹配方式来选择该第一和第二匹配层的特性阻抗。在 LF1 频带中， 该第一低阻抗 匹配层将近似作为与所述第二高阻抗匹配层与 HF 压电和负载的匹配层的组合质量相串联 的弹簧， 其中根据所述弹簧和负载系统的谐振频率选择该 LF1 频带的中心频率， 其中能够 对于 LF1 频带中的谐振来调节该弹簧和质量系统的材料参数。
在一个在 HF 频带中为隔离层提供高阻抗的效率稍低的实施例中， 可以在所述大 质量的阻抗调节层之前使用具有高特性阻抗的单个 λHF/4 匹配层。在 LF1 频带中， 该单个 匹配层将近似用作与 HF 压电和负载的匹配层的质量串联的质量， 并且提供从该 LF1 压电层 看到的具有感应相位的负载阻抗。 这样不能提供最佳的阻抗匹配， 但是可以获得有用的 LF1 电声转换函数形式。
上面已经给出了该隔离部分的一些相关结构的例子， 但是本领域技术人员应当清 楚， 根据本领域技术人员已知的阻抗匹配原理， 可以获得对于隔离部分的不同设计， 其中本 发明的本质在于使用具有至少两层的隔离部分。当 LF1 压电层由陶瓷聚合物复合材料制成 时， 该阻抗调节质量层是非常有用的， 但是当该 LF1 压电层整个是由陶瓷制成时则可以省 略。这种情形例如可以是， 使用 LF1 层用于高功率治疗目的， 而不进行波束方向控制。
根据本发明， 可以通过在背板 (backing) 前面向后扩展压电层结构而向上述结构 增加第二、 第三等较低频带， 同时对于每个新的低频带， 在压电层前面具有包含隔离部分的 部分， 其中该压电层的谐振频率随着该结构中的位置向后移动而单调 (monotone) 降低。该 隔离部分是根据与上述双压电层相同的原理而设计的， 其中该隔离部分前面的反射系数在 所述新部分前面相邻的压电层的谐振带中接近于 1。 在所述新压电层的谐振频率内， 该新隔 离部分与该隔离部分前面的层相互作用以提供该负载与新压电层之间的谐振阻抗匹配。 因 而， 对于每个新的较低频带， 在理论上可以通过这种新的隔离部分和压电层的组合来向后 无限扩展该结构， 其中最实际的应用除了该 HF 频带之外， 总共需要 2 或 3 个较低频带。
该结构典型地末端具有背板 (backing) 材料， 其具有高吸收性以至于在该背板材 料上反射的波可以忽略不计。 最后的压电层能够直接或者通过由阻抗匹配层构成的后匹配 部分联接到该背板材料上。 该背板材料可以用作声功率吸收剂以减小在该电声转换函数中 的谐振。还能够以利用由吸收材料构成的匹配层抑制任何频带中的谐振， 例如粘性阻尼聚 合物材料， 以及可以进一步向该聚合物材料中增加颗粒以增强吸收能力。粘性阻尼聚合物 材料和填充有颗粒的聚合物材料还能够用于压电层的陶瓷 / 聚合物复合材料的聚合物填 充。固体 / 聚合物复合材料还能够用于匹配层以调节该特性阻抗， 其中能够使用粘性和 /或填充有颗粒的聚合物以增强该匹配层的吸收。
有利地， 所述隔离部分的重层或高阻抗层可以由一个或多个具有电子电路的电子 基底层 ( 典型地为 Si 层 ) 制成， 电子电路例如是用于该阵列元件的发射和接收放大器、 通 道数减少电路， 通道数减少电路例如是用于将阵列元件组电子可选地电并联连接到波束形 成器通道的开关， 用于发射和接收之一或两者的子孔波束形成， 从而可以通过减少数量的 导线将阵列元件组连接到该探头或设备内以进一步处理。 还可以通过对来自元件组或元件 子孔组的信号的采样进行时分多路复用在单个导线上发射这些组的信号， 其中该时分多路 复用电路集成到所述电子基底层中以减少到该阵列的电缆连接。
有利地， 该电子基底层可以是隔离部分的重阻抗调节后层的一部分， 并且有利地， 还可以是隔离部分的高阻抗前层的一部分。在后一种情形中， 通过金属衬垫和已知的连接 技术例如包含导电颗粒的各向异性导电聚合物胶、 微焊接、 超声键合等， 能够将基底层前面 上的电子电路直接连接到前面的阵列元件， 例如 HF 阵列元件。有利地， 在这些前面的电子 基底层 ( 例如开关元件选择、 子孔电子器件等 ) 中实现通道数减少电路以减少到进一步的 处理电子器件的连接数， 其可以包括隔离部分的阻抗调节后层或者为其一部分。然后可以 利用穿过低导电性的匹配层的金属连接器来穿过该层获得这些数量减少的连接， 该连接器 足够薄以使其对该匹配层的特性声学阻抗的影响最小。为了扩展 Si 基底的背面隔离部分 层的厚度以用于增加这些层中的处理和电路复杂性， 后面的较低频率阵列有利地可以由陶 瓷 / 聚合物复合材料制成， 该复合材料具有接近于该电子基底的平均特性声学阻抗的平均 特性声学阻抗 ( 对于 Si 基底， 该特性阻抗大约为 19.7MRayl) 以使得该电子基底层也对所 述低频阵列的谐振起到限定作用。 具有电子器件的基底层还可以设置在 HF 阵列之前、 HF 声学匹配层之后。如果将 该基底层设置在前面， 该 HF 阵列有利地由具有接近于该电子基底层的平均特性阻抗的平 均特性阻抗的压电陶瓷 / 聚合物复合材料构成， 从而使得该基底层也对该 HF 阵列的谐振起 限定作用。
在根据本发明的另一实施例中， 为了获得 HF 和较低频率阵列共用的辐射表面， 通 过利用 cmut/pmut 技术激活基底上的振动膜以提供 HF 换能， 同时利用所述 cmut/pmut 结构 背面的压电层生成较低频率脉冲。在该 cmut/pmut 基底后面， 有利地可以设置数个具有发 射和接收放大器、 电子开关、 子孔波束形成电路等的电子基底层。Si 的较高声学传播速度 (8.44mm/μsec) 意味着这些层的总厚度可以是 Si 中的 LF1 波长的分数， 从而通过该 Si 层 提供了低频发射的最小改变。 通过使得最接近该基底的低频压电层形成为具有接近于该电 子基底层的特性阻抗的特性阻抗的陶瓷 / 聚合物复合材料， 这种改变可以进一步减小。从 而根据上述说明， 根据上述本发明的上述原理， 能够利用更多在低频带 (LF2， LF3， … ) 中具 有谐振的压电层向后扩展该结构， 包括用于在前面各层的频带中振动的隔离部分。
在根据本发明的另一实施例中， 为了获得 HF 和 LF1 阵列共用的辐射表面， 利用一 个公共基底上的分离的的 cmut/pmut 膜生成该 HF 和 LF1 脉冲， 该膜相互并排布置或者布置 成 HF 膜在 LF1 膜之上。然后可以优化该 HF、 LF1 膜以便在它们各自的频带中工作。在根 据本发明的另一实施例中， 为了获得用于 HF 频带和多于一个低频带的共用阵列辐射表面， 利用在公共基底上的用于不同频带的不同 cmut/pmut 膜生成该 HF 频带和多于一个低频带。 该用于不同频带的膜可以相互并排布置， 或者将该膜中的一些或全部层叠在其他薄膜之上
并且其中频带从低到高增加， 而其余的膜直接设置在该基底上位于该层叠膜的旁边。在这 些实施例中， 有利地还能够在该 cmut/pmut 基底之后设置数个具有发射和接收放大器、 以 及波束形成电路等的电子基底层， 并且如上所述， 可以通过在前面增加具有隔离部分的较 低频率压电层来向后扩展该结构。
该 阵 列 能 够 用 于 在 该 每 个 频 带 中 发 射 和 接 收。 美 国 专 利 申 请 10/189350 和 10/204350 中引用的方法将会发射双频带复合信号， 并且仅使用接收的最高频带中的信号 用于测量或图像信号的处理。 然后能够从该探头中的任何频带中选择该发射的双频带复合 信号的频带。
本发明还可用于稀疏阵列， 其中来自 HF 孔的栅瓣应当与低频阵列的可能的栅瓣 不同， 从而例如通过根据美国专利申请 10/189350 和 10/204350 的成像方法和设备， 抑制所 发射的 HF 栅瓣的效应。
本发明还公开了使用根据本发明的声学多频带阵列探头的用于不同目的的设备， 例如使用该探头的不同频带在不同的深度成像， 或者在不同频率进行声学组织治疗， 或者 根据美国专利申请 10/189350 和 10/204350 中所述的方法成像， 或者以任何方法组合声学 治疗和成像。可以由该设备选择频带， 根据该设备的操作设置自动选择或者由设备操作人 员通过设备控制器人工选择。例如通过美国专利申请 10/189350 和 10/204350 号中所述的 成像方法， 低频孔的辐射表面可选地变为等于 HF 发射孔， 或大于 HF 孔， 其中该 HF 辐射区域 是该较低频率辐射区域的一部分， 并且 LF1 和 / 或 HF 孔能够选择为具有不活动的中心区 域。 附图说明 图 1 示出了希望发射的低频 (LF1) 和高频 (HF) 脉冲复合信号的例子 ；
图 2 示出了根据本发明的 HF 和 LF1 辐射表面示例， 以及对于 HF 和 LF1 脉冲相位 关系的分析 ；
图 3 示出了根据本发明的双压电层和三压电层堆叠布置的横截面， 其使得两个和 三个频带脉冲通过一个公共的前表面发射和接收 ；
图 4 示出了共同实现图 3 中的压电部分隔离的其他层结构， 以及被集成在声学叠 层 (acoustic stack) 中的集成电路层 ；
图 5 示出了根据本发明的相控阵列探头的正视图 ；
图 6 示出了用于减少阵列元件的电阻抗的双压电层布置的示例 ；
图 7 示出了具有 cmut/pmut 微加工换能器单元的基底的正视图 ；
图 8 示出了一个换能器叠层的横截面， 其中通过用于 LF1 换能的压电层前面的基 底上的 cmut/pmut 单元生成 HF 换能， 并且还包括具有集成电子器件的基底层 ；
图 9 示出了一个换能器叠层的横截面， 其中通过用于 HF 换能的压电层前面的基底 上的 cmut/pmut 单元生成 LF1 换能 ；
图 10 示出了被实现为微加工在基底上的 cmut/pmut 换能单元的组合的 LF1 和 HF 部分的正视图和横截面视图， 其中 HF 单元设置在 LF1 单元的上方 ；
图 11 示出了布置成稀疏阵列的 LF1 和 HF 阵列的正视图， 其中该 HF 和 LF1 元件相 互间隔布置 ；
图 12 示出了被实现为微加工在基底上的 cmut/pmut 换能单元的组合的低频和高 频部分的正视图， 其中该低频和高频单元相互并排布置 ；
图 13 示出了如何利用图 8-12 中的 cmut/pmut 结构获得第三电声换能带。 具体实施方式
现在将参照附图描述本发明的实施例。我们从描述双频阵列的解决方案开始， 描 述如何利用相同的原理扩展这些设计以便在 3 个或更多频带中工作。 如上所述， 在图 1 中示 出了希望发射的双频脉冲的典型示例。该阵列设计的挑战在于辐射表面的设计， 以使得 HF 脉冲保持在 LF1 脉冲的预期位置中， 从而在保持 LF1 脉冲的足够幅度的同时获得足够的图 像范围， 并且该挑战还在于振动结构的设计， 以通过该同一表面发射频率分离如此宽的 LF1 和 HF 脉冲。
在一些应用中很重要的是， 在 HF 脉冲的位置处的 LF1 脉冲的幅度在足够的成像范 围内尽可能高并且近似为常数。这可能需要较大孔的 LF1 辐射表面， 以避免由于 LF1 脉冲 的较长 ( 与 HF 脉冲相比 ) 波长而导致的 LF1 波束衍射扩展。HF 发射孔的宽度能由 HF 发射 焦点区域的长度需求所限制。这就产生了一种情形， 即希望获得比 HF 孔更大的 LF1 孔， 从 而导致 HF 脉冲的位置相对于 LF1 脉冲发生滑动。
为了进一步分析该滑动现象， 我们考虑圆形孔， 因为已经存在对于这种孔的轴上 的场 (field) 的分析表示。图 2a 以示例方式示出了一个直径 DHO ＝ 2aHO 的圆形 HF 发射孔 201， 以及同心的 LF1 发射孔 202， 发射孔 202 在该示例中表示为外径 DLO ＝ 2aLO 和内径 DLI ＝ 2aLI 的环。横截面图中将 HF 和 LF1 发射孔表示为 203， 其中以示例的方式将它们弯曲成 具有相同的焦点 F， 即 204。该 HF 和 LF1 发射孔的共同焦点是以示例方式选择的， 在其他情 形中两个孔可以具有不同的焦点， 其中 LF1 孔还可以是不聚焦的。LF1 和 HF 孔在频率 ω 处 的发射轴向连续波场是轴向距离 z 的函数， 表示为 ：
其中 k ＝ ω/c， ω 是发射脉冲的角频率， c 是声学传播速度。示为 205 的 RLO(z) 是从 LF1 孔的外边缘到 z 轴上的 z 点 (208) 的距离， 示为 206 的 RLI(z) 是从 LF1 孔的内边 缘到 z 轴上的 208 的距离， 示为 207 的 RHO(z) 是从 HF 孔的外边缘到 z 轴上的 208 的距离， RHI(z) 是从 HF 孔的内边缘到轴上的 208 的距离。由于 HF 孔在中心没有缺失的部分， 所以 得到 RHI(z) ＝ z， 但是还要考虑直径 DHI ＝ 2aHI 的 HF 孔的中心部分缺失的情况。
PLO(ω) 是在该孔处的 LF1 发射压力， PHO(ω) 是在该孔处的 HF 发射压力。 吸收介质
能够通过复数波向量 k ＝ kr(ω)-ikd(ω) ＝ ω/cp(ω)-iαω 来建模， 其中虚部 -kd 表示功 率吸收， 实部 kr 表示具有大致频率相关的相速度 cp(ω) 的波传播。该吸收会产生相速度的 频率变化， 并且在大多数具有相似吸收性的组织和材料的情形中可以忽略， 即 cp(ω) ≈ c。 由于多重驰豫 (relaxation) 现象， 吸收系数通常与频率成比例， 即 kd(ω) ≈ αω。
从等式 (1a， b) 中的第一行可以发现， 近场中的压力分解成两个脉冲， 对于 LF1 脉 冲来说是延迟为 RLI(z)/c 和 RLO(z)/c 的两个脉冲， 对于 HF 脉冲来说是延迟为 RHI(z)/c( 距 离中心 ) 和 RHO(z)/c 的两个脉冲。当 z 增加时， 这些脉冲之间的延迟差减小， 从而该两个 脉冲开始干涉， 不论是 LF1 还是 HF 波。然后由于该边缘脉冲之间的干涉， 我们可以获得比 PLO(ω) 和 PHO(ω) 所给出的更长的、 具有复合中心部分的脉冲。该干涉如果是相消性干涉， 则会在 LF1 和 HF 脉冲的中间产生零， 如果是相长干涉， 则会产生最大值。对于 z ＜ F， 在从 外边缘到该轴上 z 的传播距离比从内边缘到 z 的传播距离更长， 因而对于吸收介质来说， 不 能获得 LF1 和 HF 脉冲的中心部分为零的完全的相消干涉。压力驱动幅度在该阵列表面中 进行变迹 (apodization)， 从而使得该驱动幅度向着边缘减小， 也会从该边缘开始减小脉冲 的幅度， 即对于 LF1 脉冲延迟 RLO(z)/c， 对于 HF 脉冲延迟 RHO(z)/c。
在焦点区域， 等式 (1a， b) 的第二行的泰勒展开显示 ： 该两个脉冲之间的干涉产生 了逼近焦点中的发射脉冲 PLO(ω) 和 PHO(ω) 的时间导数的脉冲， 并且具有由该相位项限定 的延迟。在未聚焦孔的远场中也会发现这种情况， 并且通常涉及波束宽度由衍射限制的区 域。等式 (1) 中的相位项表示该 LF1 和 HF 孔的平均传播滞后 (lag)， 分别为 ：
该发射的 LF1 脉冲 PLO(ω) 朝向焦点的差异产生了 LF1 脉冲振荡的 TLF/4 的额外时 间推进， 同时对于该脉冲包络具有很小的影响， 其中 TLF 是 LF1 脉冲中心频率的时间段。从 而可以看到， 在焦点区域中， LF1 和 HF 脉冲长度由该阵列表面上的发射的脉冲长度决定， 伴 随着由于等式 (2) 所示差异和传播滞后而导致的振荡相位的 90 度变化。由于 LF1 脉冲的 差异以及当 DLO ＞ DHO 时， HF 和 LF1 脉冲将获得彼此不同的 z 相关传播延迟， 并且 HF 脉冲相 对于 LF1 脉冲的位置将滑动一定深度， 例如在 209-211 中所示的深度 z1、 z2、 z3。
虽然上述公式是针对圆形孔给出的， 但是它们也说明了对于任意形状孔的一般原 理， 因为该辐射的波束是作为原点在该孔的所有点上的球面波之间的干涉而生成的 ( 惠更 斯原理 )。因而， 从 HF 孔外部的 LF1 孔上的点产生的波将比 HF 孔上的点具有更长的到轴的 传播距离。这些传播距离之间的差随着深度 z 变化， 从而其导致了 HF 和 LF1 脉冲之间的位 置滑动。
可以看到， 当 LF1 和 HF 发射孔相等时， LF1 和 HF 脉冲在焦点区域没有滑动， 但是 由于 LF1 脉冲在衍射限制区域中的时间差异， 可以使得 LF1 脉冲振荡从近场向焦点推进了 TLF/4。与 HF 发射孔相等的 LF1 发射孔在许多情况下都可能太小， 以致产生太高的归因于衍 射的 LF1 束发散。因此， 通常希望有一个比 HF 发射孔更宽的 LF1 发射孔。这在 HF 和 LF1
脉冲之间随着深度而产生了一些额外滑动， 可以通过确定该发射孔的尺寸来将其设定在可 容忍的限制之间。该滑动还能够用于不同的目的， 例如用于补偿 LF1 脉冲幅度的变化， 从而 使得在 HF 脉冲位置处观察到的 LF1 压力具有比 LF1 脉冲幅度更小的随着深度而发生的变 化。
为了进一步分析 LF1 和 HF 孔不同的情况， 下面我们继续讨论圆形孔。对于公共焦 深 F， 可以得到 LF1 和 HF 孔的内外边缘的距离为 ：
其中 DLO ＝ 2aLO， DLI ＝ 2aLI， DHO ＝ 2aHO， DHI ＝ 2aHI。当根号下的最后一项相对较小 时， 就可以近似为 ：
然后通过将等式 (4) 插入到等式 (2) 中就可以得到 LF1 和 HF 脉冲之间的传播滞 后差的 z 变化， 即：
从而， 通过选择就可以以该近似内的精度， 获得 HF 和 LF1 脉冲在 LF1 脉冲的焦点范围中的零滑 动， 即使在 LF1 发射孔的外部尺寸大于 HF 孔的外部尺寸的情况下。
去除该 HF 发射孔的中心部分的缺点是， HF 发射束中的旁瓣会增加。然而， 这些旁 瓣还会由动态聚焦的 HF 接收孔所抑制。等式 (4) 中的近似最好是在波束焦点附近， 等式 (6) 没有完全去除在低深度处 LF1 和 HF 脉冲之间的相位滑动。对于除了圆形孔之外的情 况 ( 例如矩形孔 )， 不存在像等式 (1) 一样的轴向场的简单等式， 但是上述分析为选择去除 中心的 HF 发射孔提供了指导， 以实现 LF1 和 HF 脉冲之间随着深度的最小相位滑动。通过 一些二维阵列， 可以将发射孔近似为圆形孔， 从而可以使用等式 (6) 作为指导以形成 LF1 和 HF 脉冲之间的最小相位滑动。
不同的测量情形对于 LF1 幅度的可容忍变化以及 HF 和 LF1 脉冲之间的位置滑动 有不同的需求， 因此通常希望 LF1 发射孔由元件构成为使得该 LF1 发射孔的有效宽度可以 与 HF 和 LF1 脉冲的相对发射定时一起选择， 从而可以在预期的范围内获得最佳可能的幅
度和该两个脉冲的相对位置。本发明提供了一种使用这种探头的设备， 其中可以通过该设 备根据应用 ( 例如抑制多重散射噪声或检测造影剂微泡 ) 和图像深度来自动选择活动的 (active)LF1 发射孔表面， 或者通过设备操作员手动完成。 另外还希望改变 HF 发射孔， 在该 散射的 HF 信号接收期间， 典型地， 希望接收孔能够随焦点动态增大以跟随散射体深度。因 而， 一个优选的解决方案是， 具有共用辐射表面的组合 LF1 和 HF 阵列， 但是其中可以根据应 用来选择实际的 LF1 和 HF 发射孔， 其中 LF1 发射孔典型地大于 HF 发射孔， 同时 HF 接收孔 可以被选择为宽的或者可能在较大的深度比 LF1 发射孔更宽， 例如是随着深度变化的动态 接收孔。
在上述例子中， LF1 和 HF 发射幅度具有共同的焦点， 这在一些情形中是优点， 但是 在用于不同目的的波束设计中， 也可以采用 LF1 和 HF 发射焦点不同的方案。例如， 为了实 际的目的， 可以使用完全 (flat) 位于 HF 孔外部的 LF1 阵列， 并且该阵列具有与该 HF 孔中 的 HF 阵列相同的曲率或透镜焦点。对于一些应用， 可以优选地使用未聚焦的 LF1 孔， 其宽 度足以使得实际的成像范围在 LF1 孔的近场区域内， 以避免当有人进入 LF1 波束的衍射限 制区域 ( 远场， 焦点区域 ) 中时由于 LF1 脉冲差异而导致 LF1 脉冲的相位变化。通过使用 HF 波束方向与辐射表面 ( 孔 ) 垂直的开关线性 HF 阵列， 对于一些应用， LF1 孔可以是具有 比线性 HF 阵列更宽孔的单元件阵列换能器， 从而使得 LF1 近场区域覆盖整个 HF 成像范围， 例如图 2b 所示。在该图中， 220 示出了单元件 LF1 阵列的正视图， 其产生如侧视图 221 所示 最大图像深度为 Z 的波束， 在这一例子中位于 LF 孔的近场内。222 示出了线性 HF 阵列的辐 射表面的正视图， 显示出线性阵列元件 223， 其中选定的元件组产生一个选定的产生 HF 发 射波束 225 的 HF 发射孔 224。为了成像， 在矩形图像场 226 内扫描 HF 发射和接收波束， 同 时 LF1 波束覆盖了所有 HF 波束的场 221。
图 2b 中的示例实施例对于获得 LF1 压力沿着 HF 脉冲传播的小的变化是有用的， 这可以用于成像微泡和硬散射体的非线性散射， 如美国专利申请 10/189350 和 10/204350 中所述。然而， 例如在一些申请中所述的， 为了增强对于多重散射噪声的抑制， 采用图 2c 所 示在中心区域不活动的 LF1 孔是有用的。该图显示了 LF1 孔 220， 其由两个元件组成， 即中 心元件 227 和其周围的外部元件 228。在这一实施例中， 中心元件大于 HF 孔 222， 但是也可 以预见到元件 227 在竖直 (elevation) 方向上比 HF 孔窄的应用。为了成像非线性散射， 两 个 LF1 元件 227 和 228 典型地并联电耦合以得到图 2b 所示的活动 LF1 发射孔 220。为了增 强对于 HF 多重散射噪声的抑制， 可以仅使用外部元件 228 来发射 LF1 脉冲， 这将减少 HF 和 LF1 脉冲在 HF 近场中的非线性相互作用。
因此， 本发明针对发射双频带脉冲复合信号的不同挑战而提供了解决方案， 其中 通常希望在 LF1 和 HF 脉冲的多个辐射表面中选择， 如图 2d 概念上示例的。孔的形状被 选择为圆形以概念性地说明其变化， 其中还可根据对其应用的最佳适合而选择任何形状的 孔， 例如矩形、 椭圆、 曲线形等。在图 2d 中， 230 示出了一种概念， 其中 HF 孔 (235) 与 LF1 孔 (236) 的部分共用一个公共孔 238， 同时 LF1 孔还扩展到 HF 孔的外部。231 示出了一种更改 的概念， 其中作为 LF1 辐射表面， LF1 孔的中心部分 237 是不活动的， 例如用于减少 LF1 和 HF 脉冲在 HF 近场中的非线性相互作用。232 示出了对于 231 的进一步更改， 其中 LF1 孔的 不活动中心部分被扩展得比 HF 孔更大， 而 233 示出了一种更改， 其中 LF1 和 HF 孔相等。在 许多情形中， 希望获得一种阵列， 其中可以在这些概念情形中的两个或更多之间选择以用于测量或成像的不同操作。该孔的选择例如可以由该设备根据应用来自动实现， 或者通过 设备操作员手动实现以在给定的测量情形中优化图像质量。
根据本发明的双频带或多频带阵列的另一示例应用是， 使用不同频带以相同的探 头在不同的深度范围上成像， 以用于优化对于不同成像深度的频率选择。于是可以使用该 HF 频带在较低的深度成像以提高焦点在这些深度时的分辨率， 例如一个在 10MHz 工作的开 关线性阵列， 以及使用 LF1 频带以相应地较深的焦点在较深的深度成像以提高穿透性， 例 如在 2.5MHz 工作的线性相控阵列。例如希望这种探头具有便携式扫描仪， 特别是用于紧急 情况时， 希望减少需要携带的探头数量。 通过将孔划分为阵列元件， 可以根据已知的方法电 子控制 LF1 和 HF 孔的焦点深度以及波束方向。由于 LF1 频带的较大波长， 所以与共同辐射 表面内的 HF 阵列元件相比， LF1 频带的阵列元件会具有更大的辐射表面， 并且在相邻元件 中心之间有更大的距离， 例如以下关于图 5 所讨论的。在图 2b 中， 我们甚至使用了由单个 元件组成的 LF1 阵列， 而 HF 阵列具有大量的元件。在图 2c 中， 我们还看到 LF1 和 HF 元件 具有不同的形状。因此， 本发明提供了一种具有共用辐射表面的组合 LF1 和 HF 阵列的通用 方案， 并且可以容许电子地选择孔、 频率和焦点以优化在不同情形中的测量， 可以由该设备 根据应用来自动实现， 或者通过设备操作员手动实现以优化图像质量。
由于 LF1 和 HF 频带之间的宽的分离， 该共用辐射表面提出了对于电 / 声变换的结 构设计的挑战， 而本发明提供了对这个问题的多个解决方案。图 3a 示出了一种压电和声学 层叠层的第一示例， 其允许具有频率分离较宽的 LF1 和 HF 脉冲从同一辐射表面上操作。该 图显示了穿过分层结构的横截面， 其通过辐射表面辐射和接收两个频带， 辐射表面至少具 有与负载材料 301 声学接触的公共区域 302。 对于典型的应用， 也可以在该共用表面外部的 分离表面上发射和接收该 LF1 和 HF 成分。然而， 对于在整个孔上相等的 LF1 和 HF 转换函 数， 使用在整个孔上具有相同厚度的叠层， 并且由如下所述的活动元件电极的区域限定该 LF1 和 HF 孔是有利的。
HF 脉冲由换能器阵列组件 303 接收和 / 或生成， 其在这一例子中由在 HF 频带上谐 振的压电层 304 以及在前面声学连接到负载材料 301 的两个声学匹配层 305 和 306 组成。 该声学接触可以是直接或者通过流体和圆顶接触， 都可以根据已知的方法实现。 压电层 304 在正面和背面具有一组电极， 其在电学上限定了该阵列元件， 例如图 3a 示出了一个阵列元 件的电极 307 和 308 的横截面， 其形成了该元件的电端口 309。通过利用 HF 频带上的电压 信号 V0 驱动该电端口 309， 将在辐射表面 302 上生成振动， 该振动生成以高频带中的频率传 播入负载材料中的波 310。 类似地， 具有高频带中的频率的入射波 311 将产生跨 HF 端口 309 的电压振荡。
在这一示例实施例中， 通过换能器阵列组件 312 生成 LF1 脉冲， 该组件 312 包括在 LF1 频带中谐振的压电层 313， 在其正面覆盖有分层部分 317 以使该 HF 结构中的 HF 振荡与 LF1 结构声学隔离。 该隔离部分设计成使得在 HF 组件 303 与该隔离部分之间的反射系数在 HF 频带上接近于 1， 从而避免 LF1 结构对 HF 频带中 HF 结构的振荡的干扰。该隔离部分被 设计成使得在 LF1 频带中， 其与该隔离部分前面的探头层配合以提供 LF1 压电层 313 与该 负载材料的声学匹配。当该 LF1 压电层由陶瓷 / 聚合物复合材料制成时， 有利地， 隔离部分 317 由至少两层构成， 其中该部分的后层或后层组 318 优选为重的、 阻抗调节结构， 其原因 如下所述。该整个换能器组件安装在背板材料 320 上， 其具有足够高的吸收性以使得可以忽略该背板材料中的反射波。在一些实施例中， 根据已知的方法， 在 LF1 层 313 和背板 320 之间能够具有阻抗匹配层以增强该声学耦合。该图还显示了用于一个特定 LF1 阵列元件或 者 LF1 阵列元件的部分的电极 314 和 315 的横截面， 因为 LF1 阵列元件通常比 HF 阵列元件 更宽。该电极包括 LF1 电端口 316， 其中利用 LF1 频带中的电压信号 V1 驱动该端口在该阵 列正面 302 上产生 LF1 振荡， 这向负载材料 301 中辐射波 310。
当从正面进入该隔离部分的阻抗低于或高于 HF 压电层的特性阻抗时， 可以获得 HF 压电层和隔离部分之间的接近于 1 的反射系数。当从正面进入该隔离部分的阻抗在 HF 频带中低时， 如果 HF 压电层在 HF 频带中心附近的厚度为半个波长时 ( 或者半波长的整数 倍， 其中半波长是最高效的 )， HF 压电层将具有厚度谐振。当从正面进入该隔离部分的阻抗 在 HF 频带中较高时， 如果 HF 压电层在 HF 频带中心附近的厚度为四分之一波长时 ( 或者四 分之一波长的奇数倍 )， HF 压电层将具有厚度谐振。与 HF 压电层的半波长谐振相比， 该四 分之一波谐振通常会使得 HF 层谐振的带宽更宽并且电阻抗的相位角更小。
由于 HF 和 LF1 频率的分离， HF 压电层 304 的厚度比 LF1 压电层 313 的厚度小。因 此， 该元件之间或者 LF1 层的成分中的剪切就需要比 HF 层中的剪切更厚的锯片。因此， 在 实际制造情形中， 控制 HF 层的陶瓷柱是否连接到 LF1 压电层中的陶瓷或聚合物填充物是困 难的。为了使得匹配部分 317 的 HF 隔离特性对于到 LF1 陶瓷或聚合物填充物的连接具有 足够低的敏感度， 本发明使得该部分 317 的接近 LF1 压电层 313 的后层或层组 318 由具有 高声学阻抗的重材料制成， 例如金属 Ag、 Cu、 Au、 Pd、 Pt 和 W， 或者甚至是陶瓷材料或集成电 子基底， 如下所述。层 318 的较大抗剪刚度还将有助于减少对于 317 到陶瓷或聚合物填充 物的连接的敏感度， 但是 318 的大抗剪刚度还将导致 LF1 阵列元件之间的侧向震荡耦合， 因 而应该限制该层的厚度， 同时仍然使得从正面进入该部分 317 的阻抗对于在后侧到陶瓷或 聚合物填充物的连接足够不敏感。如下所述， 发现层 318 的厚度小于 λHF/20 是有用的。在 上述所列的金属中， Ag、 Au、 Pd 和 Pt 具有最低的抗剪刚度以及较高的质量密度， 其使得该材 料对于减少对 317 到陶瓷或聚合物填充物的连接的敏感度以及在 LF1 阵列元件之间有最低 的侧向耦合最为有效。
该隔离部分 317 的其他层典型地选择为在高频具有 λHF/4 的厚度。例如可以通过 在所述阻抗调节层 318 前面的匹配层获得进入该隔离部分 317 的低阻抗， 其中所述匹配层 具有低特性阻抗并且为 HF 频带中心处四分之一波长厚 (λHF/4)。所述匹配层优选地可以 由聚合物或类似材料制成。例如可以通过在所述大质量阻抗调节层 318 前面的具有低特性 阻抗的第一 λHF/4 匹配层获得进入该隔离部分的高阻抗。 该第一匹配层连接到具有高特性 阻抗的第二 λHF/4 匹配层， 该第二 λHF/4 匹配层连接到 HF 压电层。该第一和第二匹配层的 特性阻抗的选择可以通过本领域技术人员已知的标准阻抗匹配技术实现。 当第二 λHF/4 匹 配层的特性阻抗足够高时， 还可能省略该阻抗调节结构 318 而不会造成对 HF 电声转换函数 大的更改。
图 3b-d 示出了层 318 对于从前面进入该部分 317 的阻抗的影响的例子。在图 3b 中， 隔离部分 317 包括在 10MHz 为 λ/4 厚的单个聚合物层。曲线 321 将该层在背面连接到 陶瓷时从前面进入 317 的声学阻抗表示为频率的函数。进入层 313 的陶瓷的阻抗在 LF1 陶 瓷厚度是 λ/2 的整数倍时的低背板阻抗值 ZB 和 LF1 陶瓷厚度是 λ/4 的奇数倍时的高值 (Zcer)2/ZB ＞ ZB 之间振荡。Zcer 是该陶瓷的特性阻抗。然后该 λHF/4 聚合物层 317 将该阻抗转换为以接近于 10MHz 的频率振荡的曲线 321， 其最小值接近于 (Zpol/Zcer)2×ZB， 峰值接近 2 于 Zpol /ZB， 其中 Zpol 是该 λHF/4 聚合物层的特性阻抗。曲线 322 将该部分 317 连接到 LF1 陶瓷柱 (posts) 之间的聚合物填充物时从前面进入 317 的阻抗表示为频率的函数。进入层 313 中的聚合物填充物的阻抗在该填充物厚度是 λ/2 的整数倍时的高背板阻抗值 ZB 和该 填充物厚度是 λ/4 的奇数倍时的低值 (Zfill)2/ZB ＜ ZB 之间振荡。Zfill 是该层 313 的陶瓷 / 聚合物复合材料中的陶瓷柱之间的聚合物填充物的特性阻抗。然后该 λ/4 聚合物层 317 将该阻抗转换为接近于 10MHz 的振荡变化曲线 322， 其峰值接近于 (Zpol/Zfill)2×ZB， 最小值 2 接近于 Zpol /ZB。
图 3c 示出了当 20μm 厚的 Cu 层 318( 大约是 10MHz 时 Cu 的 λ/25) 插入到图 3b 所述的 λHF/4 聚合物层后侧上时从前面进入部分 317 的阻抗。曲线 323 显示了当该 Cu 层 连接到 LF1 陶瓷柱之间的聚合物填充物时从前面进入 317 的阻抗。这种厚度的 Cu 层提供 了进入到该填充物的该 Cu 的质量 (mass) 负载额外的电感性阻抗， 其增加了从该 λHF/4 层 到背面的阻抗， 并且该 λHF/4 层将该阻抗反转为在 7-13MHz 的频带中的＜ 2MRayl 的阻抗， 这提供了在该频带中对于 HF 和 LF1 部分的非常好的隔离。曲线 324 显示了当该部分 317 连接到 LF1 陶瓷柱时进入到 317 中的阻抗。注意到， 该 Cu 层的影响使得当连接到聚合物填 充物时从 321 到 324 的曲线比从 322 到 323 的曲线做了更少的改变。其原因是， 该陶瓷具 有高特性阻抗， 该 Cu 层主要是改变了从该 λHF/4 层背面看到的低阻抗和高阻抗的频率， 而 不是该低阻抗和高阻抗的值。 然而， 通过使用足够高的背板阻抗， 例如在这一例子中为 ZB ＝ 5MRayl， 当连接到陶瓷时在 7-13MHz 频带中看到的进入该隔离部分 317 的最大阻抗仍然小 于 2MRayl， 这就给出了在该频带中从 HF 部分看到的较高隔离。
图 3d 中示出了该 Cu 层对于 HF 电声转换函数的影响。曲线 325 示出了当隔离部 分 317 如图 3b 所示由单个 λHF/4 聚合物层构成并且连接到背面的聚合物填充物时的 HF 转 换函数。我们注意到， 该曲线显示了由于 LF1 部分 312 中的内部 HF 反射导致的谐振， 因为 阻抗曲线 322 不能在 HF 压电层 304 的背面提供足够的反射。引入 20μm 的 Cu 层 318 将该 转换函数变为曲线 326， 其中由于 LF1 部分中的反射而产生的谐振消失了。 曲线 328 显示了 当该部分 317 直接连接到陶瓷而不需要层 318 时的转换函数， 其中当引入 Cu 层时该曲线变 为 327。 我们注意到， 该 Cu 层除去了曲线 325 中的谐振， 并且使得用于连接到聚合物填充物 的转换函数 326 和用于连接到 LF1 部分的陶瓷的 328 近似相等。从而该图说明了， 引入 Cu 层使得 HF 电声转换函数对于该隔离部分是否连接到层 313 中的聚合物填充物或陶瓷不敏 感。于是该双频带电声转换函数典型地可以采用图 3d 所示的形式， 其中 331 表示用于 LF1 端口的转换函数， 332 表示用于 HF 端口的转换函数。
应当注意到， 该薄 Cu 层的重要影响是它的质量， 即 ρL， 其中 ρ 是该层质量密度， L 是该层的厚度， 其引入了电感性阻抗。因此该层有利地由任何重材料构成， 例如 Cu、 Ag、 Au、 Pd、 Pt、 W、 陶瓷、 或这些材料的合金、 或者是烧结在一起或以溶剂胶粘的这些材料的合金 或这些材料的粉末。最重的材料能够得到最薄的层， 并且如上所述， 材料 Ag、 Au、 Pd、 Pt 由于 它们的质量密度而具有最低的抗剪刚度， 因此能够产生 LF1 元件之间最小的侧向耦合。Si 的波传播速度是 8.44mm/μsec， Al 的波传播速度是 6.4mm/μsec。这就使得该层可以很厚 (L) 同时又满足 L ＜＜ λHF， 从而使得该层具有质量负载的效应。因此对于 Si 和 Al 层都可 以获得足够的质量 ρL， 如下所述。层 318 还可以包括如图 4a 所示的层 313 中的陶瓷部分， 其中使用与图 3a 中相同 的层标记。 LF1 压电层 313 中填充有聚合物的切口 401 是从该层的背面切割的， 但不是完全 切割穿该 LF1 陶瓷层 313， 从而保留了完整的陶瓷层 402 并将其包含在 HF 隔离部分 317 的 层 318 中。LF1 前电极 315 也能够制作得足够厚以使其在 HF 频带中具有声学效应， 并且还 可以被包含作为层 318 的一部分。
关于如何使 LF1 压电层与 LF1 频带中的负载相匹配的近似分析， 可以通过使得所 述隔离部分匹配层和具有负载匹配层的 HF 压电层都会比 LF1 频带中的波长更薄来实现。 于 是高阻抗层之间的较薄低阻抗层将近似用作与该结构其余部分串联的弹簧， 同时该薄高阻 抗层将用作串联质量。当隔离部分 317 包括在阻抗调节层 318 前面的单个 λHF/4 低阻抗匹 配层时， 为了进入该 HF 频带中的隔离部分的低阻抗， 该 LF1 压电层 313 将在前面观察到该 低阻抗 λHF/4 层的弹簧与受 HF 压电层 304 的质量控制的 HF 部分 303 的质量相串联。当该 隔离部分具有第二 λHF/4 高阻抗匹配层以获得如上所述进入该隔离部分的高阻抗时， 该高 阻抗 λHF/4 匹配层将提供与该低阻抗 λHF/4 匹配层的弹簧串联的额外质量。于是优选地， 该 LF1 频带的中心频率可以选择为在该弹簧和质量系统之间的谐振附近， 其中从背面看到 进入所述隔离部分匹配层的阻抗的相位为零。该谐振频率可以通过改变所述低阻抗 λHF/4 匹配层的刚度以及 HF 压电和负载匹配层 ( 以及 317 的高阻抗 λHF/4 匹配层 ) 的质量密度 来调节。该质量密度例如可以通过改变 HF 压电复合物中的填充的陶瓷体积来调节。
在一种提供进入 HF 频带的隔离部分中的高阻抗的效率稍低的设计中， 可以在所 述大质量阻抗调节层的前面使用具有高特性阻抗的单个 λHF/4 匹配层。在 LF1 频带中， 该 单个匹配层将近似用作与 HF 压电和负载匹配层的质量串联的质量， 并且提供从 LF1 压电层 看到的具有电感相位 (inductive phase) 的负载阻抗。该匹配系统不提供最优的 LF1 阻抗 谐振匹配， 但是可以获得一种有用的 LF1 电声转换函数的形式。
使用该压电层之间的隔离部分的方法， 理论上可以无限向后增加在较低谐振频率 的压电层， 对于大多数应用为一或两层， 其中图 3e 示出了向图 3a 的结构增加一个较低频率 层的一般原理。在图 3e 中， 将称为 LF2 的第二较低频率部分 340 增加到称为 LF1 的第一较 低频率部分 312 的后面。该 LF1 和 HF 部分 303 的层具有与图 3a 中相同的标记。该 LF2 部 分包括压电层 341 以及在其前面的隔离部分 342。 该隔离部分的目的是隔离前面的部分 312 在 LF1 频带中的振荡向后传播到 LF2 部分 340 中， 从而以与上述 HF 隔离部分 317 相同的方 式抑制该部分 340 与 312 在 LF1 频带中的振荡发生干涉。于是该压电层 341 的前面和背面 覆盖有电极 344 和 345 以形成该 LF1 阵列的元件的电端口 346， 其中该图示出了单个阵列元 件或 LF2 和 LF1 阵列元件的一部分， 这些比 HF 阵列元件更宽。
当从前面进入该隔离部分的阻抗比前面的相邻压电层 313 的特性阻抗高得多或 低得多时， 可以获得该隔离， 如前对于 HF 隔离部分 317 所述。对于从前面进入 342 的高阻 抗， 压电层 313 将在 λHF/4 谐振工作， 而对于从前面进入 342 的低阻抗， 压电层 313 将在 λHF/2 谐振工作。对于较高的医学超声频率 ( ～ 10MHz 及以上 ) 优选使用该 λHF/2， 因为这 样可以得到较厚的压电层以简化加工， 而对于较低的医学和声纳频率， 可以优选使用 λHF/4 谐振， 因为这样可以获得更宽的带宽并且需要更少的昂贵的压电陶瓷材料。 如果压电层 341 被制成为复合物， 有利地， 该隔离部分 342 包括至少两层， 其中后层 343 是重的、 比 LF1 波长 更薄的阻抗调节层， 与 318 类似， 用于减少当 LF1 压电层 313 的陶瓷柱连接到层 341 的陶瓷柱或聚合物填充物时的阻抗差异。
在 LF2 频带中， LF2 部分前面的层如此薄以致它们近似作为弹簧或串联的质量起 作用。于是该隔离部分 342 的低阻抗层通常作为与前面层的质量串联的弹簧起作用， 并且 该 LF2 频带的中心被选择为该系统的谐振， 如上对于 LF1 频带所述。该背板材料可以用作 声学功率吸收器以减少该电声转换函数中的峰值谐振。为了改善到该背板的声学耦合， 还 可以根据已知的方法在 340 和背板 320 之间引入声学匹配层。在任何频带中的谐振还可以 通过吸收材料的匹配层来抑制， 例如粘性聚合物材料， 还可以向该聚合物材料中添加颗粒 以增强吸收能力。还可以在该压电层的陶瓷 / 聚合物复合材料的聚合物填充物中使用粘性 聚合材料和填充有颗粒的聚合材料。固体 / 聚合物复合材料也可以用于对层进行匹配以调 节特性阻抗， 其中可以使用粘性和 / 或填充有颗粒的聚合物以增强该匹配层的吸收。
现在应该清楚， 可以通过在后面增加另外的较低频率部分来重复该过程， 每个部 分包括用于声电耦合的压电层和用于在前面相邻部分的频带中的振荡的隔离部分。 因此在 理论上可以无限重复该过程， 其中大多数应用仅需要单个或两个较低频带。
图 3a、 e 和图 4a 示出了例如根据本发明的阵列的元件或部分元件的厚度结构， 其 中本领域技术人员将会清楚， 本发明可以被用于构建任何组织结构的声学阵列， 例如环形 阵列、 线性相控、 线性开关阵列、 或在竖直方向上划分为从 1.5D 到 1.75D 直到 2D 的许多标 度的线性阵列以用于波束的完全 3D 控制。阵列元件的横向宽度 ( 辐射表面 ) 典型地受到 与目标中的波长的比的限制。因为 LF1 波长大于 HF 波长， 所以通常使用比 HF 阵列元件宽 的 LF1 阵列元件 ( 更大的元件辐射表面 )。从而图 3a 和图 4a 中的隔离部分使得可以独立 选择 LF1 和 HF 阵列元件， 因为 HF 隔离实际上与该隔离部分是否端接陶瓷或聚合物无关。 这 就例如使得用于不同频带的阵列具有不同的特性， 例如但不限于， 用于 HF 频带的 1.5D 线性 开关阵列和用于 LF1 频带的线性相控阵列。当该 LF2 阵列用于治疗时， 在一些应用中， 不需 要控制波束方向， 并且该 LF2 阵列能够制作为具有固定焦点的单个元件， 或者用于控制焦 点深度的环形元件。利用整个由陶瓷构成的单个 LF2 元件， 可以省去在该 LF2 层前面的隔 离部分较重的后层， 因为前面的陶瓷柱末端将是陶瓷， 而不论其侧向位置如何。
当根据本发明的多频率探头用于在不同频率在多个深度范围成像时， 前面的 HF 阵列通常用作开关线性 ( 或曲线 ) 阵列， 而 LF1 阵列用于相控阵列成像。从而所需要的 HF 和 LF1 阵列的元件间距可以是相同的， 例如对于 7MHz 的 HF 开关阵列为 0.3mm， 其中对于 2.5MHz 的相控阵列来说， 该相同间距是 λHF/2。 然而上面给出的隔离部分的结构仍然有用， 因为有时会需要在 HF 陶瓷 / 聚合物复合材料中有比 LF1 复合材料中更密集的切口， 而且如 上所述的隔离部分 317 还使得在 HF 和低频阵列之间侧向定位精度稍低。较大的 LF1 波长 还有利于使用如上所述比 HF 发射孔大的 LF1。然而对于大的深度， HF 接收孔会比 LF1 发射 孔大， 其中一般喜欢采用在整个阵列中都具有相同厚度的结构设计， 并且可以通过电选择 构建该孔的元件 ( 辐射表面 ) 来改变该发射和接收孔的尺寸。通过电子开关可以选择哪一 个阵列 (HF， LF1， LF2，… ) 连接到该设备波束形成器， 但是还可以通过电滤波器来实现， 其 将把不同频率的发射脉冲引导到用于该频率的阵列， 并且类似地将接收信号从实际的频带 阵列引导到该波束形成器， 这些都是根据已知的方法实现的。任何频带的阵列都将在较低 频带中显示一些敏感性， 其可以通过在电端口进行电滤波来抑制。通过该声学隔离部分可 以抑制对于较高频带的敏感性， 从而可以省略对于最低频带的滤波器。对于利用一些线性阵列特别地是利用 1.5D、 1.75D 和完全 2D 阵列构建的大量元 件， 可以通过在探头电路中包含如下部件来减少将该探头连接到该设备的导线数量 ： 例如 用于电子选择和将元件子组连接到该设备波束形成器的电子开关， 或者子孔电子器件， 该 子孔电子器件用于延迟和将来自多个阵列元件的信号组合成连接到该设备波束形成器的 单个通道的单个子孔信号， 等等， 这些都是根据已知原理来实现的。 该来自元件组或元件的 子孔组的信号还可以是通过时分复用来自这些组的信号采样而在单个电缆中发射的， 其中 该时分复用电路集成到所述电子基底层中以减少到该阵列的电缆连接。HF 元件通常比 LF1 元件的数量多， 并且更难电连接到图 3a 和 e 的结构中。 与电子开关和 / 或子孔电子器件的 电连接和 / 或用于大元件数量的 HF 阵列的时分复用可以方便地通过以下图 4b-d 所示的基 底层上的电子器件来实现。对于具有较少数量的 HF 元件的特别高的频率而言， 该结构对于 仅仅是放大器也是有用的， 优选为接收放大器， 但是在特殊情况下也可以是发射放大器。
为了进一步通过例子说明这种情况， 我们分析了根据本发明的 2D 阵列概念探头， 如图 4c 所示， 在 3.5MHz 的 HF 频率和 0.5MHz 的 LF1 频率工作。利用 0.22mm 的 λHF/2 间距， 可以得到在直径上有 90 个 HF 元件的 20mm 的 HF 孔。 对于该孔的六边形形状， 可以得到该 2D 2 1/2 阵列中的 HF 元件总数近似为 90 ×3×3 /8 ＝ 5261 个元件。使用 5×5 ＝ 25 个元件的子 孔， 可以利用 210 个子孔来支持该整个 HF 孔， 这是用于最终波束形成的设备的电缆连接的 方便的数量。用于 0.5MHz 的 LF1 频率的 λHF/2 间距是 1.54mm， 并且利用 13 个元件来填充 20mm 的 LF1 孔直径。对于该六边形孔， 该 2D 阵列中的 LF1 元件总数近似为 132×3×31/2/8 ＝ 110 个元件， 这有利于通过来自该设备的电缆工作， 该设备中具有 LF1 发射波束形成器。 对于腹部应用， 可以将直径增加到 40mm， 频率增加到 5MHz， 并且 λHF/2 间距是 0.154mm， 直径 2 1/2 上有 256 个元件， 总共有 256 ×3×3 /8 ＝ 42566 个元件。对于每个子孔中有 7×7 ＝ 49 个元件， 可以获得总共 868 个子孔， 并且对每个电缆使用时分复用因子 7， 可以通过 128 根同 轴电缆并且每根电缆为 7x 复用来连接到 HF 阵列。于是该 LF1 阵列的元件数量将获得类似 的增加。
在图 4b 中， 在 HF 隔离部分 317 中包含具有集成电子器件的基底层， Si 基底层通 常用于集成电子器件， 并且具有 19.7MRayl 的方便的特性阻抗， 这是用于高阻抗 λHF/4 匹配 层的方便的值。也可以使用其他具有高特性阻抗的基底材料， 例如 GaAs。更具体地， 图 4b 示出了该 HF 隔离部分 317 包括 ： Si 基底层 405 和 406， 其被包含在阻抗调节层 318 中 ； 第 一低阻抗 λHF/4 层 407， 典型地由聚合物构成 ； 第二高阻抗 λHF/4 层 408， 包括两个 Si 基底 层 409 和 410。LF1 前电极 315 还可以制作得足够厚以使其对于层 318 的功能提供声学贡 献。上面说明了具有这种结构的部分 317 的隔离功能。采用上述 3.5/0.5MHz 的 2D 阵列的 其使得两个 Si 基底 409 和 410 的厚度为 例子， 我们注意到， 在 3.5MHz 的 λSi/4 是 0.6mm， 0.3mm， 这是用于集成电路的方便的厚度。甚至还可以对于更多 Si 层或对于较高频率使用 较小的厚度。每个基底的厚度例如可以减小到 0.2mm， 这将在该 λHF/4 高阻抗层 408 中获 得 3 个 Si 基底层。在 10MHz， Si 中的 λHF/4 长度是 0.211mm， 这使得 408 中的单个 Si 基底 层在 10MHz 具有这种厚度。
利用 0.2mm 厚度的 Si 基底 405 和 406， 该层 318 的厚度将接近 λHF/4， 这减少了 318 的阻抗调节效果， 但是通过该第一低阻抗 λHF/4 层 407 和第二高阻抗 λHF/4 层 408 的 结构， 仍然可以获得从前面进入 317 的高阻抗。可以通过仅使用一个或者甚至零个 Si 基底层来减少 318 的厚度， 这取决于希望将多少处理电子器件设置到该探头中。还可以通过更 多 Si 基底层来将 318 制造得更厚， 以在该探头中设置更多的处理电路， 其中有利地可以将 该 LF1 陶瓷 / 聚合物层 313 的特性阻抗与层 318 的阻抗相匹配从而使它们一起来限定 LF1 层的谐振。
前基底层 410 例如可以包含用于 HF 元件的接收器前置放大器。 所述前置放大器的 输出例如可以连接到第二基底层 409 中的电路， 其例如可以包含子孔波束形成电子器件， 用于延迟和将来自多个 HF 元件的信号组合成单个子孔通道， 这样可以显著减少该设备需 要的连接数量或者还减少电子器件的基底层。从而可以根据已知的方法， 将减少数量的子 孔通道传送到该设备以用于最终的波束形成。 该最终波束形成典型地还可以包括根据已知 的方法校正由于传播速度的空间变化而产生的波前像差。 从而可以通过沿着该阵列表面的 像差的校正长度来限制子孔尺寸。
层 410 或 409 中的电子器件还包含开关， 用于为该设备的波束形成器选择 HF 元 件的子组， 例如作为一个开关阵列， 或者将所选择的 2D 元件组组合为可选择方向的线性元 件， 如图 4d 所示。通过图 4b 中的结构， 可以获得 HF 阵列元件电极与前层 410 之间的直接 电连接， 其中元件电极可以连接到层 410 上的金属垫。微焊接、 超声键合、 具有导电粒子的 各向异性导电聚合物胶都是公知和有用的连接方法。如果利用导电聚合胶， 该胶的最大厚 度必须受到限制以最小化该基底层之间的波反射。该 Si 层之间的聚合胶还可以用于通过 胶来减少的基底层的复合声学阻抗。 该层叠的基底层之间的电连接可以通过该基底中的通 孔或者通过在该层的边缘键合来实现， 这些都是根据已知的方法实现的。
穿过隔离层例如低阻抗 λHF/4 层 407 的电连接， 可以通过穿过该层的金属连接器 411 来获得， 其中所述金属连接器足够薄以使得它们对于所述低阻抗层 407 的特性声学阻 抗具有很小的影响。在该示例实施例中， 可以通过层 409 和 410 中的电路大幅减少所需要 的穿过该隔离层 407 的连接数量， 在上述的阵列例子中是把通过子孔电路的连接从 5261 个 减少为 210 个。这显示了该高阻抗部分 408 中的通道减少电子器件的显著优点。
在图 4b 中用 412 显示了 HF 声电转换函数。相关的 -3dB 带宽是～ 70％， 其是部分 地通过 HF 压电层 304 的 λHF/4 谐振获得的高值， 该谐振由在 HF 频带中进入隔离部分 317 的 高阻抗而产生， 由高阻抗 λHF/4 匹配层 408 产生。在较高的频率， 也许会希望该 HF 压电层 的 λHF/2 谐振以获得更容易制造和采处理的较厚层。该 HF 压电层的谐振可以看做是复合 HF 压电层 304 和匹配层 408 的 λHF/2 谐振。 因此可以通过例如减少生成基底层的数量同时 保持 HF 频带的相同中心频率， 从而以减少层 408 的厚度为代价来增加 HF 压电层 304 的厚 度。对于更高的频率， 也许不会使用完全 2D 的 HF 阵列， 而是使用 1D、 1.25D、 1.5D 或 1.75D 的开关阵列， 它们都具有更少的元件总数。从而甚至会发现使该 HF 元件通过薄连接器例如 411 直接穿过隔离层 407 连接到结构 318 中的电子层是更实用的。这使得我们可以去除产 生 HF 压电层的完全 λHF/2 谐振的高阻抗层 408。
图 4c 中示出了表述根据本发明的这种具有 2D 阵列的探头的 3D 示意图， 其中 HF 的 2D 元件被表示为前表面上的 415， 其穿过 HF 声学匹配层 305 和 306 闪光。该层具有与 图 4b 中相同的标记。电子基底层 (405、 406、 409、 410) 和该设备之间的连接例如可以通过 在一个或多个基底层边缘的连接衬垫 416 来获得。于是柔性印刷电路板 413 可以方便地连 接到这些衬垫， 并且沿着该阵列结构的侧面以及在背板的后面延伸， 在后面它可以根据已知的方法连接到连接到该设备的柔性电缆。该连接例如可以根据已知的方法通过微焊接、 超声键合、 具有导电粒子的各向异性导电胶来获得。该柔性印刷电路板方便地沿着该探头 的平坦侧面延伸， 这使得给该探头的厚度增加最小。
发射和接收放大器以及用于 LF1 阵列的子孔电路可以设置在 LF1 压电层前面的基 底层中， 典型地在具有用于 HF 阵列的电子器件的备用基底层 ( 例如层 405、 406) 后面， 并且 作为层 318 的隔离组的一部分。取决于可用的空间， 用于 LF1 和 HF 阵列的电子器件可以设 置在相同基底层上。 从而典型地可以将具有 LF1 电子器件的基底设置成最接近于 LF1 阵列。 具有用于 LF1 阵列的电子器件的基底层也可以设置在 LF1 压电层的背面、 背板材料 320 的 前面。 对于最后这种电子器件设置， 可以利用穿过背板材料的导线来实现到该电缆的连接， 其中所述导线足够薄以使其不能穿过该背板传播声波。 该从电路到电缆的连接也可以方便 地通过例如该结构侧面的柔性印刷电路来实现， 如上面对于 HF 电子电路所述的。当将该电 子基底设置到该阵列背面时， 该压电层的特性阻抗优选地接近于该基底的特性阻抗以最小 化该基底和压电层之间的反射， 从而该基底层可以与 LF1 压电层一起限定 LF1 谐振， 如以上 对前面设置所述的。还可以通过较低特性阻抗的薄中间层来减少该基底层的净声学阻抗， 例如上述的各向异性聚合物胶。
通过利用穿过背板 320 的导线连接到最低频元件， 可以设置备用的放大器、 开关 电路和用于背板后的最低频元件的子孔电路， 也可能设置在具有电子器件的层叠基底层 中， 或者利用根据已知方法的其他设置。 通常在探头把手里有足够的空间可用， 从而这种解 决方案会比与 LF1 阵列层叠在一起的电路层更简单。然而， 该 LF1 元件比 HF 阵列更大、 更 少并且具有更低的频率， 因此在该探头自身中使用放大器和子孔电子器件的盈利更少， 其 中对于根据本发明的许多实施例都不会在探头中使用这种用于 LF1 阵列的电路。
除了使用该子孔方法在探头前面的扇形体积内形成波束之外， 对于 2D 阵列结构， 还可以使用电子层 (409、 410) 中的电子开关， 其将 HF 的 2D 元件组连接成线性元件。图 4d 中示出了一个实施例， 其中 HF 的 2D 阵列 420 包括三角形元件 421， 其可以连接到线性元 件组 422、 423、 424， 其中可以使用相控阵列调节来在不同的方向产生 2D 扫描平面， 如 425、 426、 427 所示。对于上述 3.5/0.5MHz 的阵列例子， 在 HF 相控阵列波束形成器中有 96-128 个通道是足够的。还可以通过美国专利申请 10/387775 中所述的双压电层结构来实现具有 不同方向线性元件的可选线性阵列。
将 2D 的 LF1 元件组合成线性 LF1 元件还可以例如在电子层 405 和 406 中实现， 或者在其他装置的电子器件中， 或者通过美国专利申请 10/387775 中所述的双层结构来实 现。从而对于上述示例阵列中的 LF1 线性阵列波束形成器， 13 个通道是足够的。然而， 在上 述示例阵列中的 LF1 阵列元件总数仅仅是 110， 从而还可以把所有 LF1 元件连接到该设备并 且在该设备中完成 LF1 元件的组合。这将为使用 LF1 阵列作为 2D 体积扫描阵列或作为具 有可选 2D 扫描方向的线性阵列提供充分的灵活性。从而方便地， 层 405-410 中的电子器件 还可以包括以下两种连接 ： 到该 2D 的 HF 阵列的子孔连接， 以用于与 LF1 波束的扫描一起进 行 HF 波束的完全体积扇形扫描 ； 以及将 2D 元件连接到线性元件的连接， 用于对 HF 波束以 及 LF1 波束一起进行 2D 扇形扫描。
当 LF1 阵列仅用于发射时， 探头中的 LF1 发射波束形成器电子器件是特别有意义 的， 例如采用美国专利申请 10/189350 和 10/204350 中所述的方法， 其中仅需要发射子孔波束形成器。对于将元件信号转换为正和负功率电压的发射放大器， 该功率损失会被控制 得足够低以便将该整个发射波束形成器与放大器集成到该探头中。 这种探头将具有到已有 扫描器的简化的连接， 利用所述的美国专利申请中的方法可以直接现场升级到已有的扫描 器。
通过使得压电复合层 304 具有与 Si 基底近似相同的特性阻抗， 还可以将 Si 基底 层设置在 HF 压电层 304 的前面， 如图 4e 所示， 其中 Si 基底层被标记为 430、 431、 432。于是 可以通过该压电层 304 和 Si 基底层即该结构 433 的组合厚度来限定该 HF 谐振。用于这种 结构的模拟 HF 电声转换函数被表示为 434。图 4b-e 中的声学结构内的电子基底的示例性 布置还可以被组合以及以各种形式更改以用于简化 HF 和 LF1 阵列元件、 基底电子器件以及 该设备波束形成器之间的连接。该探头典型地还可以包含把手中的、 在背板材料后面的电 子电路。
例如， 在图 5 中显示了根据本发明的另一线性相控阵列， 从前表面看到的， 其中 501 表示该相控阵列 HF 孔的元件， 其中 λ1 是 HF 波长， HF 元件的间距为 λ1/2。通过根据 已知方法对每个元件上的信号进行合适控制， 这种阵列可以控制在水平 (azimuth) 方向上 在扇形内的波束方向。该竖直 (elevation) 方向中的控制需要将该元件在竖直方向上划分 为二维 (2D) 阵列， 在此要强调的是， 本发明的基本方法也可以应用到 2D 阵列。
该线性阵列的 HF 频带的中心例如是 f1 ＝ 3.5MHz， 其建议高频元件的间距为 λ1/2 ～ 0.22mm。于是 84 个高频元件产生 18.48mm 的总孔。根据 f0 ＝ 0.5MHz 的低频带中 心， 可以获得 λ0/2 ～ 1.54mm， 其建议 12 个低频元件 502， 这也产生了 18.48mm 的总孔。为 了更好的准直该 LF1 波束， 可以在 HF 元件的每一侧增加额外的 LF1 元件， 其中该图例示了 两个元件 503， 其将 LF1 水平孔增加到 14 个元件～ 21.56mm。为了增加 LF1 的竖直孔， 可以 类似地通过竖直方向上的元件来扩展该 LF1 孔， 其中该图例示出了元件 504。如根据对于 图 2a-d 的分析， 当 HF 和 LF1 脉冲之间的相位随着深度具有最小的滑动非常重要时， 在一些 情况下可以使用相同发射孔的 LF1 和 HF 辐射表面， 而为了在大深度具有较高的 LF1 幅度， 希望 LF1 发射孔大于 HF 发射孔以减小 LF1 波束的衍射随着深度加宽。为了减少 LF1 脉冲 在传播中的非线性控制和 HF 脉冲在阵列附近的散射， 可以去除该阵列的中心辐射表面。这 可以通过将 LF1 元件进一步分割为子元件 505 来实现。从而图 5 中的 LF1 阵列使得可以选 择 LF1 孔的尺寸， 例如为如下之一 ： 1) 等于 HF 孔， 2) 在水平和竖直方向其中之一上大于 HF 孔或者在水平和竖直方向上都大于 HF 孔， 以及 3) 在 HF 孔中心具有不活动区域的 LF1 孔。 在这里还要指出， 可以利用其他阵列配置来获得 LF1 孔相对于 HF 孔的这种变化， 例如 2D 阵 列、 环形阵列等， 其中任何本领域技术人员都能够将本发明的本质应用到所有阵列配置中。 对于许多应用， 可以仅使用 2)， 这通过将元件 502/504/505 组合成在竖直方向上的尺寸等 于或大于 HF 孔的单个 LF1 元件来实现， 并且在水平方向上增加额外的 LF1 元件 (503/504) 以获得在水平方向上大于 HF 孔的 LF1 孔。
为了在 LF1 元件的整个面积上获得相同的振荡条件， 典型地可以对整个阵列区域 使用图 3 和 4 所示的叠层， 并且通过该元件电极和压电层中的切口来限定该 LF1 和 HF 元 件， 如上所述。有利地， 还可以对于 HF 和 LF1 压电层都使用陶瓷 / 聚合物复合材料， 其中该 元件尺寸由该电极限定。于是该 HF 辐射区域可以例如被前侧面上的公共接地电极限定， 其通过电耦合限定该元件的竖直宽度， 并且限定了被极化以显示压电特性的铁电陶瓷的区域。于是可以通过后侧的热电极来限定 HF 元件的水平宽度， 该热电极方便地被延伸到该组 件的边缘以电连接到该电缆， 因为该接地电极外部的电声耦合低， 这是由于该铁电陶瓷材 料的减小的电场和减小的电极化所致。
从而图 3 和 4 中的隔离部分 317 使得 HF 和 LF1 压电层中的切口之间的精确位置 匹配变得较不关键， 因为从前面进入该部分 317 的阻抗对于末端为聚合物或陶瓷没有太大 变化， 例如对于图 3b-d 所述。该减小的敏感性使得可以用比 HF 层厚的锯来切割 LF1 层， 并 且还减小了对于 HF 和 LF1 层之间的精确侧向定位的需求。
图 5 中的 HF 阵列还可以被用作开关线性阵列， 其中 HF 波束将垂直于 HF 孔。于是 在一些应用中， 将 LF1 阵列制成为单个元件是有用的， 这提供了未聚焦的 LF1 孔。于是该 LF1 孔将选择为足够大以使得整个 HF 成像深度都在该 LF1 孔的近场内， 如上所述。为了抑 制多重散射噪声， 例如美国专利申请 11/189350 中所述的， 还可以从 LF1 发射孔中去除元件 502 和 505。为了具有灵活性， 该 LF1 孔可以包括两个元件 ： i) 中心元件， 由并联的元件 502 和 505 组成， 和 ii) 外部元件， 由并联的元件 504 和 503 组成。为了非线性成像， 可以对于 该 LF1 发射孔并联使用该中心和外部 LF1 元件， 而为了抑制多重散射噪声， 可以从该 LF1 发 射孔中取走该中心元件。
另外还已经知道， 压电层 304、 313 和 341 可以由多层构成， 以改变和增加该电 / 声 转换函数的带宽， 以及减少该电端口的电阻抗， 该多层包括压电和非压电层。增加图 4b 和 4e 中例示的基底层的叠层可以看做是一种增加干扰谐振清晰度 (definition) 的非压电层 的方式， 例如美国专利 6645150 中所述。例如为了获得该阵列元件的较低电阻抗， 特别是能 够利用可控驱动电压幅度发射高压力的低频元件， 方便地， 可以将该压电部分 304、 313 和 341 中的一个或多个制成为覆盖有电极的层叠压电层。
图 6 示出了两层 601 和 602 的一个示例实施例。该层覆盖有电极 603、 604 和 605， 其中典型地， 将电极 603 和 605 电化 (galvanically) 接地， 电极 604 将用作热电极。从而 该两个压电层将具有相反的极化方向 606 和 607， 从而该电极耦合将提供该层 601 和 602 的电并联耦合以提供具有较低的电阻抗的端口 608， 这容许以较低电压驱动该低频阵列以 提供高压力。 为了提高该层的带宽， 可以在该活动压电层的前面引入高阻抗层， 如美国专利 6645150 中所述。 根据已知的方法， 甚至可以对较低的电端口阻抗以及高频层 304 实现更多 层的并联耦合。美国专利申请 10/387775 中还公开了如何通过双层获得具有可选电极方向 的线性阵列， 用于 2D 扫描平面的电子旋转。这种解决方案对于本发明的结构内的较高频率 和较低频率阵列都是有用的。
也可以基于基底表面上的微加工转换单元来实现电声转换， 例如 Si( 硅 ) 基底， 或者其他材料例如 Cu 和 Al 的基底。利用这些技术， 可以通过基底表面上的振动膜利用该 膜后面的空气或真空在该表面上增强振动， 其中该膜直接或通过声学层连接到声学负载材 料。该机电耦合可以通过从该膜电容耦合到参考电极来实现， 称为 cmuts( 电容微加工超声 换能器 )， 或者通过该膜上的压电薄膜来实现， 称为 pmuts( 压电层微加工超声换能器 )。在 图 7 中所示的前辐射表面中将这种膜的例子显示为 701， 其被安装在基底 700 的前表面上。 该膜的尺寸和厚度确定了该转换最高效的谐振频带， 并且通常将数个 cmut/pmut 单元电耦 合到一起以形成一个阵列元件。在本发明中， 我们考虑该 cmut/pmut 技术的创造性实施以 从基本相同的辐射表面上发射双频带或三频带脉冲， 其中附图显示了用于实现该双频带或三频带功能的创造性步骤， 其中省去了该膜、 电极和电连接的细节， 因为文献中已经给出了 很多相关的解决方案。下面我们将把这种技术称为 cmut/pmut 换能器、 cmut/pmut 单元和 cmut/pmut 膜。
Si 的特性阻抗是 19.7MRayl， Al 的是 17.4MRayl， 这就提供了通过 HF 基底发射 LF1 波的有趣的可能。 例如， 图 8a 示出了一个结构的横截面， 其中在 LF1 部分的前面安装有 cmut/pmut HF 部分 806， 该 LF1 部分由具有电极 803 和 804 的压电层 801 构成， 该电极 803 和 804 形成了 LF1 元件电端口 805。该具有电极和电耦合的 cmut/pmut 圆筒 (drum) 的细节 没有示出， 因为在上述文献中已经给出了多个例子。这一例子中的总体结构安装在背板材 料 802 上 ( 其可以是低阻抗的或者空气 )， 并且在该 cmut/pmut 圆筒 807 的前面设置有保 护结构 808。该保护结构可以包含设计成用于对负载 301 和该 cmut/pmut 阵列之间进行声 学阻抗匹配的一个或多个层， 以及用于减少沿着该基底的阵列元件之间的侧向耦合的吸收 层， 并且它还可以包含用于聚焦该声波束的声学透镜等等。
该图还示出了可选的吸收层 812， 用于减少在 HF 阵列元件之间以及该基底与 HF 频 带中的 LF1 部分之间在该 Si 或 Al 基底中的侧向声学耦合。该圆筒 807 将层 806 的有效声 学阻抗降低到了 Si/Al 的以下， 并且通过将压电层 801 制成为陶瓷 / 聚合物复合材料， 可以 匹配层 801 和 806/808 的声学阻抗， 从而使得压电层 801 和 cmut 层 806 之间的反射系数低 以改善 LF1 端口的带宽。 Si 的声学速度是 8.4mm/μsec， 而 Al 的则是 6.4mm/μsec。因此可以在该 cmut/ pmut 基底和压电层 801 之间增加另外的电子基底层 ( 典型地为 Si 基底层 )， 并且该整体 部分 806 的厚度仍然是该层中的 LF1 波长的分数 (fraction)。这在图 8b 中示出， 其中该 部分 806 例如由安装在 3 个具有集成电子器件的 Si 层上的 cmut/pmut 层 820 构成， 其中 821 例如可以是安装在子孔波束形成层 822 和发射放大器层 823 上的接收器放大器层， 与图 4b-e 中的基底层类似。可以根据集成电路技术中的已知方法， 通过通孔和连接垫来获得该 不同层之间的电连接， 或者可以例如在该基底边缘的连接之间使用已知的键合技术， 如上 对于图 4b-e 所述。如果层的厚度是 0.2mm， 那么该部分 806 的总厚度就是 0.8mm， 小于低于 1.319MHz 的 LF1 频率的 λSi/8。
该结构例如对于与图 4c 所示相似的 2D 阵列探头是有用的。典型地， 可以使用类 似的孔、 元件数量和子孔数量， 其中还可以如图 4d 所示将 2D 阵列元件连接成线性阵列元 件。图 8c 中示出了具有集成电路作为该声学设计的一部分的 2D 阵列概念探头的透视图。 标记为 806 的 cmut 和集成电路层安装在 LF1 压电层 801 和的背板 802 上并具有前辐射表 面 810。该设备电缆与电子电路之间的连接例如可以通过从该组件背面延伸到该电路基底 边缘的柔性印刷电路来实现， 如图 4c 所示。
从 823 开始的最接近 LF1 压电层的电子层可以电连接到 LF1 阵列元件 801， 其中 可以集成 LF1 开关、 放大器和子孔电子器件。该 LF1 阵列还可以例如在 LF1 阵列前面、 LF1 阵列背面或者该背板后的探头内部连接到放大器和子孔电子器件， 如上对于图 4c 所述。当 该 LF1 阵列仅用于发射时这是特别有用的， 如美国专利申请 10/189350 和 10/240350 中所 述的方法， 其中仅需要一个发射子孔波束形成器。对于将该元件信号转换成正和负功率电 压的发射放大器来说， 功率损失足够低以至于可以将具有放大器的整个发射波束形成器集 成到该探头中。
对于心脏病应用， 孔尺寸收到肋骨之间距离的限制， 但是对于腹部应用就可以使 HF 孔的直径加倍， 这将使得 HF 和 LF1 元件的数量增加到 4 倍。这就使得 HF 子孔的数量增 加到 840， LF1 元件的数量增加到 440， 这还可以通过电缆连接到用于波束形成的设备来处 理。 还可以使用沿着单个导线来自数个子孔的信号的采样的时分复用， 如上所述， 以减少连 接到该设备所需的导线数量， 其中 8x 的时分复用将需要 105 根导线将该 HF 阵列连接到该 设备。
根据上述讨论， 通常会使用比 HF 发射孔宽的 LF1 发射孔。 对于并行接收波束构成， 典型地将使用小于整个 HF 孔发射 HF 脉冲， 以获得足够宽的 HF 发射波束。为了进一步增加 HF 和 LF1 孔而不需要增加太多的设备通道数量， 可以使用如上对于图 11 所述的稀疏阵列， 其中不是所有的元件位置都被电连接。这就引入了栅瓣， 但是可以设计该稀疏阵列以使得 来自 LF1 和 HF 孔的可能的栅瓣不会交叠， 可以使用美国专利申请 10/189350 和 10/204350 中所述的成像方法以较高地抑制图像中栅瓣的影响。
图 9 中的另一个例子示出了在 HF 压电层 901 前面的 cmut/pmut LF1 部分 906， 该 HF 压电层 901 由安装在背板材料 902 上的陶瓷 / 聚合物复合材料制成。元件电极 903 和 904 组成了 HF 元件电端口 905。通过基底层 906 上的 cmut/pmut 圆筒 907 提供 LF1 转换。 该具有电极和电耦合的 cmut/pmut 圆筒的细节没有示出， 因为在上述文献中已经给出了多 个例子。 通过将压电层 901 制成为陶瓷 / 聚合物复合材料， 可以使得该层的声学阻抗与具有 圆筒 907 的 Si 层 906 的有效声学阻抗匹配以形成 HF 声学谐振。在该结构前面设置有声学 阻抗匹配层 ( 典型地为 1 个或两个 )908， 其将 HF 和 LF1 部分声学连接到负载材料 301 以发 射 (310) 和接收 (311) 该负载材料中的双频带脉冲波。这些层还可以用于通过吸收来减少 LF1 阵列元件之间的横向耦合。该声学匹配部分与 cmut/pmut 层 906 一起用于增加 HF 电 / 声转换函数的带宽， 并且将在低频作为该 LF1 阵列 906 的声学上的薄保护覆盖层起作用， 其 中该 cmut/pmut 膜的刚度调节到该声学层 / 负载转换。由于 Si 的较高纵波速度 (8.44mm/ μsec)， 该 Si 基底的厚度可以制作得足够薄以对该 HF 电 / 声转换函数产生可接受的影响。 为了进一步限制该 Si 基底内部的侧向耦合， 还可以在该基底的背面使用可选的吸收隔离 层 912， 该隔离在高频制作得足够薄以使其对 HF 转换函数产生有限的影响。
图 9 中的分层结构对于用于三维 (3D) 波束控制和成像的 2D 阵列具有特别的 优点， 其中可以从该阵列结构的后面电连接到大量 ( ～ 3000) 的 HF 元件， 从而最简单地 连接到电缆或子孔波束形成电子设备。该 LF1 2D 阵列将具有少得多的元件 (HF 数量的 1/50-1/100) 以简化到 LF1 元件的连接， 例如利用穿过背板材料 902 的窄导线， 其中利用 cmut/pmut 制造技术也可以实现简化的连接技术。
本发明还提供了一种利用公共辐射表面进行 LF/HF 转换的方案， 其中在低频单元 的上方设置高频 cmut/pmut 单元， 例如图 10 所示。图 10a 示出了基底前表面 1000， 其具有 一个低频单元 1001 和在该低频单元之上的多个高频单元 1002。因为低频率允许低频单元 具有较大尺寸， 所以该单元可以从该基底的背后侧微加工， 如图 10b 所示， 其中示出了穿过 基底 1003 的横截面， 其中从该基底背面蚀刻提供了与电极 1005 发生电容性相互作用的薄 低频膜 1004， 该电极 1005 安装在通过胶粘或其他粘结技术联接到基底 1003 上的第二基底 1006 或是其一部分。 在该低频膜 1004 的前面是数个从该基底前侧微加工的高频单元 1002。 利用更复杂的制造技术， 可以从前侧制造该低频和高频单元。对于其他的 cmut/pmut 方案，我们没有给出该电极布置和压电陶瓷元件的可能设置的细节， 因为文献中已经给出了多个 这种例子， 我们在本说明书中强调的是能够实现从相同辐射表面上发射 LF1 和 HF 脉冲的设 计的本质特征。然而， 当使用 Si 作为基底时， 该图示出了 LF1 电极的方案， 其中该 Si 基底 的前层 1007 是高度 n 掺杂的 (n++) 以提供用于 LF1 和 HF 单元的公共接地电极。类似地， 可以通过高度 n 掺杂该第二 Si 基底 1006 的区域 1005 以获得热 LF1 电极。
具有宽分离频带的双频带操作还可以方便地实现为稀疏阵列， 其中低频和高频元 件被设置在该阵列表面上的不同位置， 但是其足够靠近以使得在距离该阵列一定距离的外 部， 该两个频率波束看似至少部分地从相同辐射表面发出。2D 稀疏阵列对于 3D 声学成像 是特别有用的， 其中该稀疏阵列允许通过减少数量的元件 ( ～ 1000) 对声波束进行二维方 向控制。2D 稀疏阵列还可用于校正 2D 和 3D 波束扫描中的波前像差和脉冲回响。例如， 在 图 11 中示出了一个示例， 其中显示了阵列表面 1100 的一部分， 其上具有 4 个 LF1 阵列元 件 1101， 该 LF1 阵列元件 1101 之间有空隙 1102， 用于以稀疏阵列模式设置 HF 阵列元件。 稀疏阵列在波束主瓣的偏离方向上产生栅瓣， 其中发射和接收孔必须被设计成使得栅瓣的 方向不交叠。对于基于双频率波束之间的非线性相互作用的成像方法， 例如美国专利申请 10/189350 和 10/204350 中所述， 当该 LF1 和 HF 波束的栅瓣不交叠时可以更好地抑制图像 中的栅瓣。实际上， 由于低频带的较大波长 (λ ～ 3mm@500kHz)， 可以设计具有小的低频阵 列元件的阵列， 其不具有低频栅瓣， 但是在该元件之间仍然有大的距离 (2mm) 从而可以在 该低频元件之间设置许多高频元件。
利用与图 3 类似的用于电声转换的大量谐振压电陶瓷元件， 可以例如通过稀疏阵 列制造高频阵列， 其中对其所有的元件进行了划分， 然后选择这些元件位置的子集用于 LF1 元件， 其可以这样实现， 即在所述选择的 HF 元件背面联接一个压电陶瓷片， 并且在该高频 元件的前电极 ( 通常为接地电极 ) 与所属联接的压电陶瓷片的后电极之间进行电连接。通 过降低电声转换效率， 可以通过在所选择的 HF 元件的背面联接重和硬的材料例如金属 Cu、 Ag、 Au、 Pd、 Pt 或 W 的块 (mass)， 以及使用该高频压电陶瓷元件的表面电极进行换能， 从而 减少该 LF1 元件的谐振频率。
在 Si 基底前面的微加工换能元件还可以很好地适用于双频阵列的稀疏阵列实 现， 因为可以在阵列表面上的不同位置加工大的低频单元和较小的高频单元， 例如图 12 所 示， 其中 1201 表示该基底 1200 上用于低频带的 cmut/pmut 单元， 被用于高频带的 cmut/ pmut 单元 1202 包围。 电连接高频带单元以形成高频元件， 且连接低频带单元以形成较大的 低频元件， 例如图 5 中的相控阵列所示。典型地， 对于每个阵列元件电连接数个单元。
第二 LF2 频带中的声电转换还可以通过图 8-12 中用于 HF 和第一 LF1 频带的 cmut/ pmut 方案来获得， 其中对于 LF2 频带增加结构 1301， 如图 13a 所示。根据图 8-12 之一的表 示 HF 和 LF1 换能的结构被表示为 1321， 与负载材料 301 声学耦合， 并且具有 HF 电端口 1309 和 LF1 电端口 1316。在根据本发明的此实施例中， 该 LF2 电声转换这样实现， 在背板材料 1320 上安装压电层 1302， 其前面设置有具有与图 3e 相同的功能的隔离部分 1303， 从而产生 LF2 电端口 1307， 电端口 1307 通过该 HF/LF1 结构 1321 声学耦合到该负载。
利用图 13a 的结构通过与图 10 和 12 类似的三膜 cmut/pmut 方案也可以获得具有 3 频带操作的声学换能器阵列探头， 其中通过在 1302 的位置的压电层操作 LF1 频带， 通过图 10 中的大膜 1001 或图 12 中的 1201 来操作 LF2 频带。另一个实施例是如图 10 和 12 中的结构， 其中图 10 中的膜 1001/1002 或图 12 中的 1201/1292 之一具有双谐振频率， 从而通过 两个膜就获得了三个谐振频率。典型地， 可以通过大膜 1001 或 1201 操作 LF1 和 LF2 频带， 而较小的膜 1002 或 1202 在 HF 频带操作， 或者用较小的膜 1002 或 1202 操作 HF 和 LF1 频 带， 而大膜 1001 或 1201 操作 LF2 频带。
另一个实施例是对于该 LF2、 LF1 和 HF 频带使用三种不同类型的膜， 例如图 13b 所 示， 其中 1343 表示安装在 LF1 膜 1342 之上的 HF 膜， 该 LF1 膜 1342 安装在位于公共基底 1340 上的 LF2 膜 1341 之上。替代地， 可以与图 12 类似地， 将所有膜设置在彼此旁边， 或者 将一种膜设置在其它膜的上方， 而第三种膜设置在其它膜的旁边。
图 13a 和 b 示出了允许在 3 个频带进行电声转换的示例结构。 典型地， 希望将该辐 射表面划分成元件阵列， 用于在所有三个频带控制该波束的焦点和 / 或方向。典型的阵列 可以是环形、 线性、 1.5D、 1.75D 和 2D 阵列。从而该元件的侧向宽度 ( 元件辐射表面 ) 与用 于不同频带的对象 301 中的声波长相关。于是 HF 阵列将需要最小的元件宽度， LF1 阵列需 要中等宽度的元件， LF2 阵列需要最大宽度的元件， 等等。于是， 典型地， 可以使用如图 13a、 b 中跨整个阵列宽度的层结构， 并且通过陶瓷层中的电极和切口来形成每个频带的阵列元 件。利用两层隔离结构 317(HF) 和 1303， 将对于 HF、 LF1 和 LF2 陶瓷层之间的切口的位置 不十分敏感 ( 参见对于图 3b-e 的讨论 )。典型地， 可以将每个压电层制成压电陶瓷 / 聚合 物复合材料， 从而可以在穿过该陶瓷层的切口处划分该复合表面上的电极以限定这些层的 元件。这将使得用于不同频带的元件可以具有不同的尺寸甚至不同的形状， 如上所述。
因此， 虽然已经针对优选实施例的应用示出、 说明并指出了本发明的基本的新颖 特征， 但是可以理解， 本领域技术人员可以对所述设备的形式和细节以及其操作进行各种 省略、 替代和改变而不脱离本发明的精神。
并且很清楚的是， 所有以基本相同的方式执行基本相同的功能以获得相同结果的 元件和 / 或方法步骤的组合都在本发明的范围之内。而且， 应当认识到， 与本发明的任何公 开形式或实施例相关显示和 / 或描述的结构和 / 或元件和 / 或方法步骤都可以作为通用的 设计选择而被包含在其他任何公开的或描述的或暗示的形式或实施例中。因此， 本发明仅 仅被这里所附的权利要求的范围所限定。