数据接收装置及数据接收方法 【发明领域】
本发明涉及一种数据接收装置和一种数据接收方法。
背景技术
在高速传输数据的移动通信系统中，传播信号受到位于基站和移动台之间传播路径上的障碍物(被称作“多径环境”)的影响。通常地，当移动台在多径环境中高速移动的时候，传播路径的特性显著恶化。因此，在移动通信系统中，强烈需要用于伴随着传播路径特性恶化的数据接收过程中纠错的数据接收技术。
日本特开平06-140951号公报描述了一种传统的数据接收装置。它是一种欧洲移动通信系统所采用的应用于GSM(Global Systems for Mobilecommunications，全球移动通信系统)系统的数据接收装置。
在这种数据接收装置中，首先，通过使用预先存储的已知信号取得相关来对位于接收信号时隙中央部分的已知信号区间进行检测。随后，数据接收装置使用检测出的已知信号区间，通过最小二乘法计算传播路径的脉冲响应。然后，数据接收装置用这个脉冲响应对包含在接收信号中的数据进行维特比均衡处理，从而生成解调数据，并对解调数据进行信道解码处理。
然而，在上述传统的数据接收装置中，解调数据是未考虑接收信号地可靠性而确定出的硬判决数据。因此，仅有这个硬判决数据被用于信道解码处理，从而造成错误判决的数据在仍为错误数据的状态下被执行信道解码处理的问题。换言之，在降低信道解码处理后的误差率方面存在限制，并由此造成传统的数据接收装置产生许多数据接收错误的问题。
【发明内容】
本发明的目的是提供能够使数据接收误差最小化的数据接收装置和数据接收方法。
根据本发明的一个实施例，提供一种数据接收装置，该数据接收装置具有估计部件，用于估计传播路径的特性；计算部件，用于基于所述估计部件估计出的传播路径特性来计算接收信号的似然；均衡处理部件，用于对所述接收信号进行均衡处理，以及基于所述计算部件计算出的所述似然和所述均衡处理部件的输出来生成软判决数据的发生部件。
根据本发明的另一个实施例，提供一种数据接收方法，该方法包括估计步骤，用于估计传播路径的特性；计算步骤，用于基于所述估计步骤估计出的传播路径特性来计算接收信号的似然；均衡处理步骤，用于对所述接收信号进行均衡处理，以及基于所述计算步骤计算出的所述似然和所述均衡处理步骤的输出来生成软判决数据的发生步骤。
【附图说明】
图1表示根据本发明实施例1的数据接收装置的结构方框图；
图2表示根据本发明实施例1的数据接收装置中SNR估计器的具体结构的例子的方框图；
图3是应用了根据本发明实施例1的数据接收装置的GSM方式移动通信系统中所用信号的帧结构示意图；
图4表示根据本发明实施例2的数据接收装置的结构方框图；
图5表示根据本发明实施例2的数据接收装置中SNR估计器的具体结构的例子的方框图；以及
图6表示根据本发明实施例2的数据接收装置中SNR估计器的具体结构的例子的方框图。
【具体实施方式】
本发明的要点在于将接收信号的传播路径特性的估计值作为似然，并将所述接收信号的均衡部件的输出与所述似然相乘，由此生成软判决数据。
下面将结合附图，对本发明的实施例作详细介绍。
(实施例1)
图1表示根据本发明实施例1的数据接收装置的结构方框图。
图1所示的数据接收装置100具有天线110，无线处理器120，接收信号存储器130，传播路径估计器140，TSC存储器150，SNR估计器160，维特比均衡器170，软判决数据发生器180，以及信道解码处理器190。
如图1所示，无线处理器120的输入端子与天线110相连。接收信号存储器130的输入端子分别与无线处理器120和传播路径估计器140相连。传播路径估计器140的输入端子分别与接收信号存储器130和TSC存储器150相连。SNR估计器160的输入端子分别与接收信号存储器130、传播路径估计器140以及TSC存储器150相连。维特比均衡器170的输入端子分别与接收信号存储器130和传播路径估计器140相连。软判决数据发生器180的输入端子分别与SNR估计器160和维特比均衡器170相连。信道解码处理器190的输入端子与软判决数据发生器180相连。
图1中SNR估计器160的结构的具体例子如图2所示。
图2中所示的SNR估计器160具有接收功率计算器161，复制发生器162，误差功率计算器163，以及SNR计算器164。
如图2所示，接收功率计算器161的输入端子与传播路径估计器140相连。复制发生器162的输入端子分别与传播路径估计器140和TSC存储器150相连。误差功率计算器163的输入端子分别与复制发生器162和接收信号存储器130相连。SNR计算器164分别与接收功率计算器161和误差功率计算器163相连。SNR计算器164的输出端子与软判决数据发生器180相连。
这里将结合实施例1描述应用于GSM方式的移动通信系统中的具有上述结构的数据接收装置100。现在结合图3，描述应用于GMS方式的移动通信系统中的数据接收装置100所接收的信号的帧结构。
图3是应用了本发明实施例1的数据接收装置的GSM方式移动通信系统中所用信号的帧结构示意图。
如图3所示，接收信号由具有预定时间长度的TDMA帧的序列组成。一个TDMA帧由预定数目(例如8个)的具有相同时间长度和构造的时隙组成。一个时隙由训练序列码(以下简称“TSC”)区间A，尾部位(以下简称“TB”)区间B和C，数据区间D和E，以及保护区间F组成。
TSC区间A，位于时隙的中央部分，包含TSC，即具有预定码长(例如26位)的已知信号。TB区间B和C，分别位于时隙的前端和后端，均包含TB，即具有预定码长(例如3位)的已知信号。数据区间D位于TB区间B与TSC区间A之间，包含将被解码的数据。数据区间E位于TSC区间A与TB区间C之间，包含将被解码的数据。保护区间F位于TB区间C的后面，表示与随后的时隙的边界。
接下来，将结合图1描述具有上述结构的数据接收装置100的操作。
首先，天线110接收具有图3所示帧结构的RF(Radio Frequency，射频)信号，并生成接收信号。无线处理器120对天线110生成的接收信号执行频率转换处理，使之从RF信号转换为基带信号。接收信号存储器130存储经过频率转换的接收信号。
利用存储在接收信号存储器130中的接收信号，传播路径估计器140估计出传播路径特性。更具体地说，传播路径估计器140查找接收信号与预先存储在TSC存储器150中的TSC(以下简称“存储的TSC”)之间的相关性，从而检测接收信号中一个时隙的TSC区间A所包含的TSC(以下简称“接收的TSC”)并计算出对于TSC区间A的脉冲响应。此外，传播路径估计器140将计算出的脉冲响应分别输出至SNR估计器160和维特比均衡器170，而且将通过接收的TSC检测所得到的同步信息返回给接收信号存储器130。
接收信号存储器130将所存储的接收信号和从传播路径估计器140返回的同步信息一起输至SNR估计器160和维特比均衡器170。
利用随同步信息从接收信号存储器130输出的接收信号中的接收的TSC(即TSC区间中的接收信号)和TSC区间A的脉冲响应以及存储的TSC，SNR估计器160估计出接收质量(譬如信噪比)并将其作为TSC区间A的似然。
现在，将结合图2说明作为SNR估计器160的接收质量的一个指标的信噪比(SNR：Signal-to-Noise Ratio)的估计操作。
接收功率计算器161利用TSC区间A的脉冲响应计算出接收功率。复制发生器162利用TSC区间A的脉冲响应和存储的TSC生成接收信号的副本。误差功率计算器163计算生成的副本与接收的TSC之间的误差功率。SNR计算器164将接收功率计算器161计算出的接收功率除以由误差功率计算器163计算出的误差功率，由此计算出TSC区间A的信噪比。
利用从传播路径估计器140获得的TSC区间A的脉冲响应，维特比均衡器170对随同步信息从接收信号存储器130输出的接收信号中数据区间D和E所包含的数据执行维特比均衡处理，并生成解调数据。
通过将SNR估计器160估计出的TSC区间A的信噪比作为TSC区间A所属时隙中的接收信号的似然，软判决数据发生器180将该似然乘以维特比均衡器170所生成的解调数据，并由此生成这个时隙中解调数据的软判决数据。
信道解码处理器190利用软判决数据执行信道解码处理，生成并输出解码数据。
数据接收装置100对每个时隙重复执行上述操作。
附带地，SNR估计器160的内部结构和信噪比的估计方法不限于上面所述的一种。例如，其它估计方法也许包括通过使用传播路径估计器140所得到的脉冲响应和使用诸如最小二乘法之类的自适应算法来计算维特比均衡器170的抽头系数，以及将抽头系数的功率除以该系数的计算出的误差功率，并由此计算出信噪比的方法。
另外，尽管已就GSM方式的移动通信系统中的数据接收装置100对实施例1进行了描述，但在采用其它方式的移动通信系统中，通过使用等于TSC区间A的用于同步处理的已知信号区间，也可实现和上述相同的处理。
因而，根据实施例1，数据接收装置100基于估计出的传播路径特性来计算接收信号的似然，并基于计算出的接收信号的似然和解调数据来生成软判决数据，所以可以将维特比均衡器170的输出(即解调数据)与对应传播路径特性的接收信号的似然相乘来生成软判决数据，并对这个软判决数据执行信道解码处理，从而使数据接收误差最小化。
另外，根据实施例1，似然即为接收质量，所以可以将接收信号的接收质量作为似然与维特比均衡器170的输出(即解调数据)相乘，生成软判决数据。
此外，根据实施例1，软判决数据发生器180是在用每个时隙中的TSC估计的脉冲响应算出的似然和解调数据的基础上生成软判决数据，所以可以在每个时隙将与脉冲响应对应的似然和维特比均衡器170的输出(即解调数据)相乘，生成软判决数据。
而且，根据实施例1，似然即为使用脉冲应答所得的接收信号的副本和接收的TSC之间的误差功率与脉冲响应的功率比，所以可以在每个时隙将与脉冲响应对应的信噪比作为似然与维特比均衡器170的输出(即解调数据)相乘，生成软判决数据。
(实施例2)
图4表示根据本发明实施例2的数据接收装置的结构方框图。另外，图4中所示数据接收装置400的结构与图1中所示数据接收装置100的结构基本上相同，因此对其中相同的结构部件附上相同的标号，并在此省略说明。
根据实施例2，数据接收装置400具有多种系统用于似然估计(即，传播路径估计器与SNR估计器)，并估计接收信号的在时隙内的与传播路径特性上的波动对应的似然，以及利用这些似然来生成软判决数据。
图4所示的数据接收装置400具有天线110，无线处理器120，接收信号存储器130，传播路径估计器140，410以及420，TSC存储器150，TB存储器430和440，SNR估计器160，450以及460，维特比均衡器170，第一似然判决器470，第二似然判决器480，软判决数据发生器180，以及信道解码处理器190。
如图4所示，无线处理器120的输入端子与天线110相连。接收信号存储器130的输入端子分别与无线处理器120和传播路径估计器140相连。传播路径估计器140的输入端子分别与接收信号存储器130和TSC存储器150相连。传播路径估计器410的输入端子分别与接收信号存储器130和TB存储器430相连。传播路径估计器420的输入端子分别与接收信号存储器1 30和TB存储器440相连。SNR估计器160的输入端子分别与接收信号存储器130，传播路径估计器140以及TSC存储器150相连。SNR估计器450的输入端子分别与接收信号存储器130，传播路径估计器410以及TB存储器430相连。SNR估计器460的输入端子分别与接收信号存储器130，传播路径估计器420以及TB存储器440相连。维特比均衡器170的输入端子分别与接收信号存储器130和传播路径估计器140相连。第一似然判决器470的输入端子分别与SNR估计器160和SNR估计器450相连。第二似然判决器480的输入端子分别与SNR估计器160和SNR估计器460相连。软判决数据发生器180的输入端子分别与第一似然判决器470和第二似然判决器480相连。信道解码处理器190的输入端子与软判决数据发生器180相连。
图4中所示的SNR估计器450与SNR估计器160具有相同的结构，其具体结构的例子如图5所示。
图5所示的SNR估计器450具有接收功率计算器451，复制发生器452，误差功率计算器453，以及SNR计算器454。
如图5所示，接收功率计算器451的输入端子与传播路径估计器410相连。复制发生器452的输入端子分别与传播路径估计器410和TB存储器430相连。误差功率计算器453的输入端子分别与复制发生器452和接收信号存储器130相连。SNR计算器454的输入端子分别与接收功率计算器451和误差功率计算器453相连。SNR计算器454的输出端子与第一似然判决器470相连。
此外，图4中所示的SNR估计器460与SNR估计器160以及SNR估计器450具有相同的结构，其具体结构的例子如图6所示。
图6中所示的SNR估计器460具有接收功率计算器461，复制发生器462，误差功率计算器463，以及SNR计算器464。
如图6所示，接收功率计算器461的输入端子与传播路径估计器420相连。复制发生器462的输入端子分别与传播路径估计器420和TB存储器440相连。误差功率计算器463的输入端子分别与复制发生器462和接收信号存储器130相连。SNR计算器464的输入端子分别与接收功率计算器461和误差功率计算器463相连。SNR计算器464的输出端子与第二似然判决器480相连。
接下来，将说明具有上述结构的数据接收装置400的操作。
通过接收具有如图3所示帧结构的RF(Radio Frequency，射频)信号，天线110生成接收信号。无线处理器120对接收信号执行频率转换处理，将其从RF信号转换为基带信号。接收信号存储器130存储经过频率转换的接收信号。
传播路径估计器140按与实施例1中相同的方式计算出的TSC区间A的脉冲响应，并将其作为传播路径特性。另外，传播路径估计器140将计算出的TSC区间A的脉冲响应分别输出至SNR估计器160和维特比均衡器170，并且将通过接收的TSC检测所得到的同步信息返回给接收信号存储器130。
传播路径估计器410利用接收信号存储器130存储的接收信号，按照与传播路径估计器140相同的过程估计传播路径特性。更具体地说，传播路径估计器410查找接收信号与预先存储在TB存储器430中的对应时隙前端TB区间B的TB(以下称为“存储前端TB”)之间的相关性，由此检测包含在TB区间B中的TB(以下称为“接收前端TB”)并计算TB区间B的脉冲响应。然后，传播路径估计器410将计算出的TB区间B的脉冲响应输出至SNR估计器450。
传播路径估计器420利用接收信号存储器130存储的接收信号，按照与传播路径估计器140和410相同的过程估计传播路径特性。更具体地说，传播路径估计器420查找接收信号与TB存储器440预先存储的对应时隙尾部TB区间C的TB(以下称为“存储尾部TB”)之间的相关性，并由此检测包含在TB区间C中的TB(以下称为“接收尾部TB”)和计算TB区间C的脉冲响应。然后，传播路径估计器420将计算出的TB区间C的脉冲响应输出至SNR估计器460。
接收信号存储器130将存储的接收信号以及从传播路径估计器140返回的同步信息，一起输至SNR估计器160，450，460，以及维特比均衡器170。
按照与实施例1中相同的方式，SNR估计器160计算出可以作为接收质量的一个指标的信噪比(以下称为“TSC-SNR”)，并将其作为接收信号中时隙的TSC区间A的似然。在实施例2中，SNR估计器160将计算出的TSC-SNR分别输出至第一似然判决器470和第二似然判决器480。
按照与SNR估计器160相同的处理过程，SNR估计器450通过使用随同步信息从接收信号存储器130输出的接收信号中的接收前端TB(前端TB区间的接收信号)、TB区间B的脉冲响应以及存储前端TB来估计出接收质量(譬如信噪比)，并将其作为TB区间B的似然。
这里，将结合图5解释作为SNR估计器450的接收质量的一个指标的信噪比的估计操作。
接收功率计算器451利用TB区间B的脉冲响应计算接收功率。复制发生器452利用TB区间B的脉冲响应和存储前端TB生成接收信号的副本。误差功率计算器453计算复制发生器452所生成的副本与接收前端TB之间的误差功率。SNR计算器454将接收功率计算器451所算出的接收功率除以误差功率计算器453所算出的误差功率，并由此算出TB区间B的信噪比(以下称为“前端TB-SNR”)。然后，SNR计算器454将算出的前端TB-SNR输出至第一似然判决器470。
SNR估计器460利用随同步信息从接收信号存储器130输出的接收信号中的接收尾部TB(即尾部TB区间的接收信号)，TB区间C的脉冲响应，以及存储尾部TB来估计出接收质量(譬如信噪比)，并将其作为TB区间C的似然。
这里，将结合图6描述作为SNR估计器460中接收质量的一个指标的信噪比的估计操作。
接收功率计算器461利用TB区间C的脉冲响应计算接收功率。复制发生器462使用TB区间C的脉冲响应和存储尾部TB生成接收信号的副本。误差功率计算器463计算复制发生器462所生成的副本与接收尾部TB之间的误差功率。SNR计算器464将接收功率计算器461所算出的接收功率除以误差功率计算器463所算出的误差功率，并由此算出TB区间C的信噪比(以下称为“尾部TB-SNR”)。然后，SNR计算器464将算出的尾部TB-SNR输出至第二似然判决器480。
维特比均衡器170利用从传播路径估计器140得到的TSC区间A的脉冲响应对随同步信息从接收信号存储器130输出的接收信号中数据区间D和E所包含的数据执行维特比均衡处理，并生成解调数据。
第一似然判决器470利用TSC-SNR和前端TB-SNR判决位于TB区间B和TSC区间A之间的数据区间D的第一似然。
这里，将说明第一似然判决器470对第一似然的判决方法。首先，第一似然判决器470计算TSC-SNR与前端TB-SNR之间的差值。随后，第一似然判决器470将计算出的差值的绝对值与预先存储的阈值相比较。然后，当绝对值小于阈值时，第一似然判决器470判决TSC-SNR作为数据区间D的第一似然。相反地，如果绝对值大于阈值，第一似然判决器470将前端TB-SNR分配给数据区间D的前半部，而将TSC-SNR分配给数据区间D的后半部，并将这两个信噪比的组合作为第一似然。
第二似然判决器480利用TSC-SNR和尾部TB-SNR判决位于TSC区间A和TB区间C之间的数据区间E的第二似然。
这里，将说明第二似然判决器480对第二似然的判决方法。首先，第二似然判决器480计算TSC-SNR与尾部TB-SNR之间的差值。随后，第二似然判决器480将计算出的差值的绝对值与上述阈值相比较。然后，当绝对值小于阈值时，第二似然判决器480判决TSC-SNR作为数据区间E的第二似然。相反地，如果绝对值大于阈值，第二似然判决器480将TSC-SNR分配给数据区间E的前半部，而将前端TB-SNR分配给数据区间E的后半部，并将这两个信噪比的组合作为第二似然。
软判决数据发生器180分别使第一似然判决器470决定的第一似然和第二似然判决器480决定的第二似然与维特比均衡器170生成的解调数据相乘，并由此生成该时隙的解调数据的软判决数据。
信道解码处理器190利用软判决数据执行信道解码处理，并将信道解码处理所得到的解码数据输出。
数据接收装置400对每个时隙重复执行上述操作。
附带地，在实施例2中，从时隙里的三个已知信号区间(即，TSC区间A以及TB区间B和C)中计算出了三种似然。然而，所使用的已知信号区间的数目并不仅限于三个，并且利用任意数目的已知信号区间可计算出具有相同数目的似然。
而且，在实施例2中，第一似然判决器470和第二似然判决器480计算出的多个似然被分配给时隙中的两个或四个区间，并决定一个或多个与解调数据相乘的似然。然而，这种决定的结构和方法并不限于以上所描述的，并且多个似然可以分配给任意数目的区间。
并且，由于在第一似然判决器470和第二似然判决器480的似然判决过程所使用的阈值是通过仿真评价等方式所得到的最佳阈值，因此能够决定更有效的似然。
与实施例1一样地，在实施例2中也说明了应用于GSM方式的移动通信系统中的数据接收装置400。然而，通过利用在一个时隙中的多个已知信号区间，即使在其它方式的移动通信系统中也能够实现与上述相同的处理过程。
如上所述，根据实施例2，软判决数据发生器180按每个时隙，基于利用TSC、前端TB和尾部TB估计出的与TSC、前端TB和尾部TB各自对应的脉冲响应所计算出的分别和TSC、前端TB及尾部TB的脉冲响应对应的多个似然以及解调数据来生成软判决数据。因此，在每个时隙用和时隙内的脉冲响应的波动对应的似然与维特比均衡处理器170的输出(解调数据)相乘，由此生成软判决数据。
并且，根据实施例2，似然即为利用脉冲响应得到的接收信号的副本与对应该副本的已知信号之间的误差功率与脉冲响应的功率比。因此，在每个时隙，利用和时隙内的脉冲响应的波动对应的多个信噪比作为似然与维特比均衡处理器170的输出(解调数据)相乘，由此生成软判决数据。
如上所述，根据本发明，将接收信号的传播路径特性的估计值作为似然，并且将所述接收信号的均衡部件的输出与所述似然相乘，由此生成软判决数据。因而，可使数据接收误差最小化。
本发明基于2002年8月23日提交的第2002-242946号日本特愿，其内容全部包含与此，以资参考。
工业实用性
本发明所述的数据接收装置以及数据接收方法适用于例如采用GSM方式的移动通信系统中。