用于校准移动通信网络中发射机或接收机的功率的功率控制设备和方法.pdf

本发明涉及一种功率控制设备和方法，其用于校准移动通信网络内的发射机或接收机的功率，所述移动通信网络包括天线阵，其中突发信号被传送到所述天线阵，或由所述天线阵接收。所述发射机或接收机的传输或接收功率的校准包括求和步骤和公共校准步骤，所述求和步骤用于求和所述天线阵的传输或接收信号，所述公共校准步骤用于校准所述求和后的信号。

1、  一种功率控制设备，其用于校准移动通信网络内的发射机或接收机的功率，所述移动通信网络包括天线阵，所述设备适合于将突发信号传送到所述天线阵，或使所述天线阵接收所述突发信号，所述突发信号包括固定训练序列，所述设备包括校准装置，所述校准装置用于校准所述发射机或接收机的传输或接收功率，所述校准装置包括求和装置和公共校准装置，所述求和装置连接至所述天线阵，用于对传输或接收信号进行求和，所述公共校准装置用于校准所述求和后的信号。

2、  根据权利要求1的设备，包括传输分支与接收分支，以及第一交换装置，所述第一交换装置用于将所述求和装置的连接交换到所述传输分支或所述接收分支。

3、  根据权利要求2的设备，包括第二交换装置，其用于将所述传输分支的连接交换到所述求和装置或第一交换装置，或交换到参考耦合器，所述参考耦合器用于将参考信号提供给所述传输分支。

4、  根据权利要求2或3的设备，包括设置在所述传输分支内的另一交换装置，用于暂时消隐所述传输分支。

5、  根据上述权利要求中任何一个的设备，其中所述设备适合于仅借助一个有效列，为发射校准(Tx校准)测量空闲时隙。

6、  根据上述权利要求中任何一个的设备，其中对于接收校准而言，生成伪突发，并将其调制到载波上，所述伪突发是在发射机的每个分支内接收的，且测量每个路径之间的幅度与相位差，将所述幅度与相位差用作新的接收校准偏置。

7、  根据上述权利要求中任何一个的设备，包括功率放大器和功率控制环路，所述功率控制环路用于控制所述功率放大器的输出功率，其中所述设备适合于仅在输出所述训练序列时方检测所述功率放大器的输出功率，并基于所检测的输出功率控制所述功率。

8、  根据上述权利要求中任何一个的设备，包括移动终端的用于校准的芯片组。

9、  根据上述权利要求中任何一个的设备，包括所述天线阵内的无源耦合网络，以及以射频工作的校准板。

10、  根据上述权利要求中任何一个的设备，包括功率控制环路，所述功率控制环路包括检测器装置和控制装置，所述检测器装置用于检测所述功率放大器的输出，所述控制装置用于控制所述检测器装置，以仅在输出训练序列期间内检测所述功率放大器的输出。

11、  根据上述权利要求中任何一个的设备，包括开环静态功率控制，所述开环静态功率控制用于控制功率放大器的输出功率，其中所述开环静态功率控制包括可控衰减器装置，所述可控衰减器装置设置在所述功率放大器的输入一侧的上游，所述可控衰减器装置由所述设备的控制装置控制。

12、  根据上述权利要求中任何一个的设备，其适合于基于在先前时隙内测量的信息来设置所述输出功率，且在所测量时隙期间内并未做出功率校正。

13、  根据上述权利要求中任何一个的设备，其应用于智能天线结构，所述智能天线结构包括多个天线，并且所述智能天线结构包括每个天线路径内的功率放大器、公共衰减器以及分离器，所述分离器被设置在所述公共衰减器和所述天线路径之间，每个功率放大器都包括功率控制环路。

14、  一种功率控制方法，其用于校准移动通信网络内的发射机或接收机的功率，所述移动通信网络包括天线阵，其中突发信号被传送到所述天线阵传送，或由所述天线阵接收，所述突发信号包括固定训练序列，所述方法包括校准步骤，所述校准步骤用于校准所述发射机或接收机的传输或接收功率，所述校准步骤包括求和步骤和公共校准步骤，所述求和步骤用于求和所述天线阵的传输或接收信号，所述公共校准步骤用于一般地校准所述求和后的信号。

15、  根据权利要求14的方法，包括传输分支与接收分支，以及第一交换装置，所述第一交换装置用于将执行所述求和步骤的求和装置的连接交换到所述传输分支或所述接收分支。

16、  根据权利要求15的方法，包括第二交换装置，其用于将所述传输分支的连接交换到所述求和装置或第一交换装置，或交换到参考耦合器，所述参考耦合器用于将参考信号提供给所述传输分支。

17、  根据权利要求15或16的方法，包括消隐步骤，所述消隐步骤用于暂时消隐所述传输分支。

18、  根据上述方法权利要求中任何一个的方法，其中对于发射校准(Tx校准)而言，仅借助一个有效列来测量空闲时隙。

19、  根据上述方法权利要求中任何一个的方法，其中对于接收校准而言，生成伪突发，并将其调制到载波上，所述伪突发是在发射机的每个分支内接收的，且测量每个路径之间的幅度与相位差，将所述幅度与相位差用作新的接收校准偏置。

20、  根据上述方法权利要求中任何一个的方法，包括功率放大器和功率控制环路，所述功率控制环路用于控制所述功率放大器的输出功率，其中仅在输出所述训练序列时检测所述功率放大器的输出功率，并基于所检测的输出功率控制所述功率。

21、  根据上述方法权利要求中任何一个的方法，其中基于在先前时隙内测量的信息来设置所述输出功率，且在所测量时隙期间内并未做出功率校正。

22、  根据上述方法权利要求中任何一个的方法，其应用于智能天线结构，所述智能天线结构包括多个天线，并且所述智能天线结构包括每个天线路径内的功率放大器、公共衰减器以及分离器，所述分离器被设置在所述公共衰减器和所述天线路径之间，每个功率放大器都包括功率控制环路。

用于校准移动通信网络中发射机或 接收机的功率的功率控制设备和方法
技术领域
本发明涉及一种功率控制设备和方法，用于校准移动通信网络的发射机或接收机的功率，在所述移动通信网络内，突发信号被施加给所述发射机。所述突发信号包括固定的训练序列。
背景技术
一般而言，本发明涉及发射机的功率控制，尤其是数字功率控制，所述发射机例如是收发信机(TRX，例如收发信机卡)或BTS(基站收发信台)发射机。具体而言，本发明旨在提供一种适用于需要功率校准的设备、系统和方法的功率控制功能。
在现有的兼容GSM的基站中，功率控制由两种方法的组合来执行：发射机接通时的闭环，以及发射机断开时的开环。所述闭环模式是实时控制，其中输出功率被抽样并与参考信号相比较，且校正所述增益。所述功率控制操作的闭环部分还用于控制时隙之间的斜坡形，从而使得功率比时间屏蔽得到满足。
所述功率控制功能的开环部分用于时隙之间的断开时期，因为输出检测器的线性范围限制了闭环操作。
在标准GSM系统内，借助恒定RF(射频)包络，可通过将积分器用作环滤波器，轻易执行功率控制。如果在所述包络上存在任何波动，则所述积分器依据所述环带宽，通过改变所述RF路径上的衰减，尝试恢复所述包络上的变化。然而，与GMSK(高斯最小频移键控)一起使用的模拟(闭环)功率控制方案难以进行EDGE(GSM演进的增强型数据)8PSK调制，因为所述信号不再具有恒定的包络。
通过将所述调制包络的复制品加到功率控制电压上，并将其与所检测电压相比较，所述模拟功率控制已向EDGE演进。突发期间内的交换所述环带宽使得所述方案能够满足GSM的斜坡要求，使得所述功率控制方案对于延迟不甚敏感，并最小化幅度误差。
如上所述，所述模拟方案需要闭环与开环控制的组合，因为所述检测器的线性范围对于Tx(Tx＝发射机)断开状态而言是不足够的。所述解决方案难以实施，并通常导致信号失真，这归因于交换所述环带宽所引起的开关瞬态。瞬态可能还发生在闭环与开环操作之间的交换时，因为所述检测器范围不足以检测整个包络。此外，由于功率斜坡由所述闭环控制，因此通常会发生所述斜坡的过冲量，从而难以定型。
此外，当建立使用射束转向的智能天线(SA)BTS时，阵的N列之间的相对损耗和相位长度对于性能而言是关键性的。所述相对差随时间、温度和频率而改变。所述相位长度和损耗必需被以非强制方式测量，以满足定型要求。所述差异的测量和调整必需是自动的。
以前，射束转向系统趋向于每个发射路径使用单个RF阵型，其中在基带处理中执行所述校准，这导致系统相当昂贵。
发明内容
本发明提供了一种设备和/或方法，从而提高了有效且简单的功率校准的可能性。
本发明提供了一种如独立权利要求或任何从属权利要求中所定义的设备和/或方法。
以非强制方式来测量使用射束转向的智能天线(SA)的N列之间的相位长度和损耗。所述差异的测量和调整是自动执行的，以提供良好性能。
本发明提供了一种简单而有效的校准系统和方法。
根据本发明，从基带到最终的RF存在单个RF阵型，其中所述信号被分开并馈送给定相/增益控制网络。
校准的测量优选地具有两个部分，TX和RX。两个部分都使用所述天线阵内的简单无源耦合网络，以及以移动频率(例如来自移动站的RF)工作的校准板。
为了校准发射侧，所述BTS优选地将GSM伪突发传送到所述校准板。为了校准接收侧，所述校准板可能将伪突发传送到所述BTS。借助一些DSP处理，可计算相对增益和相位值。移动终端的诸如芯片组的装置可用于校准。
根据本发明优选实施例，训练序列(也称为中置码)用于测量功率。
数字斜坡可能会与基带功能一起使用。所述功率控制始终以开环工作。因此，消除了与EDGE包络变化相关的问题。
根据如上和如下所述的本发明优选实施例的数字功率校准和控制环路解决了上述问题。
所述功率控制可能会使用所述训练序列来设置功率控制，并可被与任何适当类型的调制一起使用，例如Edge或GMSK调制。所述特征允许简易且低成本的功率控制系统得到实施，所述特征优选地作为使用数字斜坡技术的系统的一部分。
根据本发明的数字功率控制方案不同于现有的模拟方案。所述功率被以开环模式控制，即在所测量时隙期间内并不执行功率校正。基于在先前时隙内测量的信息来设置输出功率。
所述数字功率控制方法还具有一些优点，因为其可在为多载波发射机实施功率控制方法时得到使用。
通过将所述突发的中置码用于功率测量，所述数字功率控制方法在开环基础内操作。与用于8-PSK调制信号的模拟功率控制相比，所述控制电路是开路，因此并无到所述控制器的实时反馈电路。根据本发明的方法和设备并不经历模拟问题。
监控已知中置码将提供关于输出功率的精确信息，倘若如此，测量电路(积分器、积分时间、调零)照例运行良好，且不会生成任何误差。
由于所述系统是开环的，其中在所测量突发期间内并不执行调整，因此减少了对于线性化电路的动态范围要求。由于在数字域内执行功率斜坡，斜坡波形的过冲或下冲不会发生。此外，相同的功率控制系统可与任何调制方案一起使用，倘若其具有已知中置码。
此外，实施所述Tx阵型所需的部分数得以减少，从而降低了成本。
附图说明
图1示出了包括基本控制环路地本发明第一实施例，
图2示出了EDGE和GMSK的正常突发结构，
图3示出了包括单个控制环路的本发明另一实施例，
图4示出了本发明实施例内的检测器动态范围，
图5示出了用于智能天线情况的本发明又一实施例，
图6示出了本发明的另一实施例，其示出了智能天线结构内的用于功率控制的位置，
图7、8示出了本发明实施例的细节，尤其示出了校准结构，
图9示出了信号及其相关峰值，以及
图10示出了可在本发明实施例内使用的耦合天线阵。
具体实施方式
根据本发明的数字功率校准和/或控制方案例如适用于GSM收发信机。设计了功率校准和/或控制方法和设备，使其应用于智能天线应用或非智能天线应用。一般而言，智能天线系统将多个天线单元与信号处理性能组合在一起，以自动响应于信号环境最优化其辐射和/或接收图。
所述功率控制系统的目的是在多个节距内控制所述发射机的输出功率，例如2dB的十六节距。功率控制还负责满足在GSM(全球移动通信系统)的数字蜂窝电信系统(相位2+)内规定的功率对时间要求，以及开关瞬态要求。
根据本发明的优选实施例，在训练序列期间内检测功率放大器的输出，并使用积分器平均所述输出，然后借助ADC(模数转换器)将其数字化。所述数字化后信号被馈送给所述功率控制算法，所述功率控制算法可被实施为诸如ASIC(专用集成电路)的硬件，或被实施在例如存在于所嵌入处理器中的软件内。所述算法将所测量输出与所需信号电平相比较，并形成使RF衰减器步进为正确电平的误差信号。
图1示出了使用所述结构和功能的本发明实施例。
图1的功率控制设备包括衰减器1，将应用于天线(并未显示)的RF信号被供给所述衰减器1。对于所述衰减器1的增益，所述衰减器1是可控制的，并将其输出应用于功率放大器(PA)2，所述输出例如是功率得到控制的RF信号，所述功率放大器将其输出连接到通向所述天线的线路3。对于功率检测而言，诸如二极管检测器电路的检测器电路4经由诸如定向耦合器的适当耦合装置耦合到PA输出端(线路3)。检测器电路4的模拟输出信号被直接或优选地经由积分或平均装置供给模数转换器(ADC)5。所述ADC 5的输出适用于基带模块6，并代表所测量的功率电平。
所述基带模块6包括诸如所示求和装置7的纠错设备，所述纠错设备例如在其倒置输入端处接收ADC的输出信号，并且例如在其非反相输入端处接收代表所需功率电平的参考值。来自求和装置7的误差信号被应用于衰减器1的控制输入端，用于适当地控制其增益。
在根据所示实施例的数字功率控制设计内存在四个主要的基本特征(可单独实施或以任意组合实施)为：
所述控制装置内的基带斜坡；
开环静态控制(例如功率电平0到6)；
在所述控制装置内设置的动态控制(例如功率电平7到15)；
输出功率的估计基于所述输出信号的数字化训练序列。
以下将更为详细地解释所述特征。
在诸如ASIC芯片的适当单元内，例如在收发信机内实现所述基带斜坡。
所述调制器的输出数字上与可编程平滑斜坡简表相乘，其逐渐增加功率，以避免开关瞬态。斜坡后的数字信号然后被用作DAC(数模转换器)的输入——所述DAC的输出可被上变频并放大到正确电平。所述DAC的输出信号可能代表应用于如图1所示求和装置7的所需值“Ref.”。
在DDS(直接数字合成)结构内生成所述功率斜坡，并将其与诸如PWC(脉宽控制)时钟的功率控制方案时钟的下降沿同步。所述功率斜坡在所有情况下在时隙之间下降。所述功率控制单元优选地从例如ASIC内的功率控制表内取得其定时、斜率和功率电平信息。
至于开环静态功率电平控制，所述静态功率电平，即功率电平0到6的控制可能会在RF(射频)处由单个衰减器实现，所述单个衰减器例如是30dB、2dB节距数字衰减器。所述衰减器从ASIC接收其信息。所述衰减器还用于去除组件内的单元之间变化，以及温度变化的影响。所述静态功率控制用来减少DAC动态范围要求。
优选地使用如图1所示的基本结构，在所述功率控制装置内实现所述动态功率电平控制。优选地，在调制器输出之前，数字乘法器设置动态电平PL7到PL15(PL＝功率电平)的输出功率。
至于训练序列检测，本发明优选地仅检测中置码训练序列，而非试图检测时隙的整个包络。所述训练序列是补偿多径衰弱的固定比特序列，并允许同步。所述检测器的输出然后优选地被使用积分器平均，然后转换为12比特的数字信号。
图2示出了时间域内的用于EDGD和GSM两者的数据公共突发结构。每个突发内的所述训练序列(中置码)的位置被突出。
EDGE或GMSK的突发被标准化，并包括突发信号的开始和结束的尾部8、突发信号中部的中置码(训练序列)10、在训练序列10与尾部8之间的信息部分9。图2指示所述突发的独立部分的比特长度，以及所述突发的总比特长度。
所述方法具有两个主要优点。首先，所述训练序列的位置及其在所述突发内的持续期间是固定的，其次，二极管检测器电路能够检测所有输出功率电平的输出功率。
所述实施例优选地仅包括单个功率控制环路。
所述功率控制算法的简化版本适合于包括在诸如ASIC的功率控制装置内。如上，所述功率控制将所需输出功率与所测量功率相比较，并在诸如ASIC的功率控制芯片内使衰减器和数字乘法器适当步进。
图3示出了单个控制环路的主要部分。
图3所示的功率控制包括功率控制装置11，其连接至基带模块(基带板BBB)12，所述基带模块12与图1的基带模块6相类似，并在其输出端DL处将适当的信号应用于功率控制装置11。所述功率控制装置11包括发射机芯片13，所述发射机芯片13可能是ASIC或所嵌入的处理器。诸如可控放大器或衰减器的静态功率控制装置14连接至芯片13的RF输出端。静态功率控制装置14的输出端连接到功率放大器15的输入端，所述功率放大器15输出将被传送到连接至一个或多个天线(未显示)的输出端16的信号。
所述功率控制装置11包括用于感受功率放大器15的输出功率的定向耦合器17、衰减器装置18、检测器装置19、积分器21、ADC(模数转换器)22、功率检测部分23和算法部分24。所述功率检测部分23包括静态控制部分和功率检测部分，所述静态控制部分将控制信号发送到用于控制实际静态功率控制电平的静态功率控制装置14，所述功率检测部分将适用的控制信号经由线路20发送到检测器装置19的控制输入端。
所述功率检测部分23在线路20上生成带有定时的控制信号，以便仅在所述功率放大器输出图2所示的中置码(训练序列)10时操作所述检测部分19。
因此，使用时间窗口以仅在训练序列期间内激活所述检测部分，并在所述时隙信号的其它时间(如图2所示的尾部8和信息部分9)期间内停止检测器装置的检测功能，从而控制所述检测器装置19。由于对于每个突发而言，突发开始(开始于前部8)与训练序列10的开始之间的比特差，从而时间差是固定的，因此所述控制部分23可通过提供突发开始与控制信号开始之间的时间延迟，轻易地在线路20上生成所述控制信号，以便仅在所述中置码的第一比特发生在所述检测器装置19的输入端处时，接通检测器装置19的检测功能。同样，在所述中置码10的最后比特发生时或之前，用于检测PA输出信号的时间窗口关闭，根据标准化突发形式，所述系统预先已知所述中置码的总持续时间。
以下将详细描述功率检测器和积分器电路。所述功率检测器和积分器电路基本上包括三个主要部分，定向耦合器17、模拟检测器电路19和模数转换电路22。最高的可能耦合因数用于最小化通过损耗，并减少连接至所耦合输出端支路的衰减器18内的功率耗散。所述耦合器17还必须以足够功率驱动所述检测器装置19，以在最低功率电平，即功率电平15上维持足够的灵敏度。
来自定向耦合器17的耦合端口的输出经由至少6dB的衰减器18驱动所述检测器装置19，所述衰减器18用于改善检测器匹配，并在所述检测器19的输入端处设置所需功率电平，所述检测器装置例如是检测器二极管匹配电路。所述匹配电路被调谐为在GSM 900频带上实现低功率电平的高灵敏度。
所述检测器二极管匹配电路是积分器21，所述积分器21可能包括温度补偿电路。所述积分器21的目的是平衡所述EDGE信号所固有的幅度变化，从而减少了所取样功率测量中的错误。
所述积分器21的输出馈到ADC 22内，所述ADC将所检测的模拟电压转换为数字输出，所述数字输出可能是具有适当比特量的字。在所述单个环路实例的情况下，所述数字字被直接馈到功率控制芯片13、23内，其中所述数字字被与参考比较。
至于检测器动态范围，实施所述功率检测器电路，以在至少36dB的范围上单一操作，所述36dB范围即从名义全功率输出之上的3dB到名义全功率输出之下的33dB。
所述功率检测器电路优选地在功率范围0到名义PA GMSK全功率输出(PA＝功率放大器)之下的17dB上，提供±0.5dB的绝对精度。此外，其优选地在功率范围名义全功率输出之下的17dB到33dB上，提供±1.0dB的绝对精度。
36dB检测器范围要求的分类在图4内示出(动态范围25)，如下所述：
3dB用于故障情况下的PA过激(无功率精确度要求)；
EDGE和GMSK调制之间的平均功率电平内的3dB差；
14dB用于7个静态功率节距(即8个功率电平)；
16dB用于8个静态功率节距(即9个功率电平)。
以下将描述存储在算法部分24内的算法细节。所述算法保持关于不同信道的增益值的表。所述表索引将由基带板12发送到功率控制装置。在初始化消息内告知所述算法静态功率电平(即，归因于地理限制的基站的最大发射功率)，在每个下行链路突发消息内告知所述算法所需输出功率。所述算法计算动态功率电平，即基站从所述静态功率得到补偿的量，其用于以计数法定标所述调制器输出。
存储在所述表内的增益值优选地被作为从0到例如31.875dB范围内的斜坡或阶梯提供，所述斜坡或阶梯具有诸如1/8dB增量的较小增量。所述增益值用于驱动发射链内的分级衰减器，所述分级衰减器具有0.5dB、1dB或2dB的步长。所述增益表设置被所述分级衰减器分辨率除的余数用于以计数法定标所述调制器输出。
优选地使用积分器来平均功率，或通过多次读取，在训练序列10期间内测量输出功率，且基于所需功率与所测量功率之间的差异来更新所述增益表设置。
如果所述差异小于某个预定值，则所述值保持不变。如果大于所述，但小于2dB，则所述列表在适当方向上移动一步(即，1/8dB)。如果为2dB或更大，则所述列表步进16(2dB)，以加速升温期间内的汇聚。如果所述功率电平小于某个可编程的定点，则所述列表仅步进一个单元，如果所述差异为2dB或更大的话，以解决检测器在低功率电平上精确度较低的问题。
从信道数到表索引的映射将由基带软件执行。简单但有效的映射将指配三个信道给每个列表条目，但如果信道的数量和分配已知，则可确定更佳的映射。
所述静态衰减，换言之静态功率电平，即功率电平0到6的控制由衰减器14在RF上实现，所述衰减器14例如是单个30dB、2Db分级数字衰减器。所述衰减器14从诸如ASIC的功率控制芯片13接收其信息。所述衰减器14还用于消除组件内的单元之间差异，以及温度的影响。
图5示出了本发明的又一实施例，其包括在智能天线实施方式内配置的多个TRX。所述收发信机的发射部分被分为三个部分：(多个)TRX 28、互连矩阵27和(多个)功率放大器模块26。然后，以与上述实例相同的方式检测所检测的输出功率信息，然后将所述输出功率信息经由线路30从功率报告单元传送到其内所述信息用于调整所述功率设置的基带板29。
所检测数据被传送回所述基带模块的方法可能是专用的。
在智能天线情况下存在多达8条天线，因此将存在多达8个功率控制环路。可通过在较低的功率电平上运行外部天线来改善C/I(载干比)，从而降低旁瓣功率。通过补偿用于外部天线的控制环路内的矢量调制器，引入天线阵上的功率调整，也被称为射束锥形。所述矢量调制器还负责定相所述天线以及转向射束。
所述智能天线系统将要求在GSM空闲时隙内发送天线校准突发。只要使用适当智能的功率控制算法，仅使用所述突发就足以校准所述功率控制环路。在上述非智能情况内使用的简单测量-和-校正算法某些情况下可能会导致不令人满意的结果。发射路径内的多数增益变化归因于PA和耦合器内的温度变化，因而一般独立于频率。存在着强烈依赖于频率的增益影响，例如SAW(声表面波)滤波器内的温度改变，但与PA温度改变相比，这些将会发生在更长的时标内。
这导致一种算法，其测量一个信道上的错误，校正所述信道，然后将一部分所述校正应用于所有信道，假定大部分所述错误独立于频率。准确校正错误的过程将需要除法操作，与作为选择直接在硬件内执行所述算法相比，所述除法操作在微处理器或DSP内更易得到执行。
增益控制优选地被作为增益/相位校准的一部分执行。所述智能天线情况内的功率控制算法难以分离正在发生的相位/增益校准。所述天线校准硬件将通过特定TRX为每个天线路径生成一组相位和相对增益。所述PA内的用于功率控制的功率测量电路将为每个PA输出生成绝对功率。存在着调节绝对与相对功率测量的需要，尤其是它们冲突的时候。所述功率控制操作将涉及不同发射链内的步进衰减器，这将会通过所述路径改变相位，从而需要另一相位校准。
在智能天线选项内，在发射路径内的四个位置处执行功率/增益控制。所述位置在图6内以箭头突出显示。
所述动态功率被经由线路33输入到诸如ASIC的功率控制芯片31内的数字乘法器32。这提供了对于所有天线路径的输出功率的精细线形控制。使用所述方法降级了噪声层，因此其仅可用于动态功率设置加上其它较小增量。
公共分级衰减器34提供了所有路径上的粗略控制，并很可能仅用于设置静态功率电平。分离器35将衰减器34的输出信号分配到多个天线路径，每个所述天线路径都包括粗略的路径衰减器36、可能被实施为线性矢量调制器的增益和相位调整器37、用于反馈功率控制的衰减器38、功率放大器39和天线40。
参考耦合器72被置于所述分离器35之前，优选地在所述衰减器34和分离器35之间的线路上。所述参考耦合器72连接至如图8所示的其它电路路径。
所述粗略路径衰减器36提供了衰减的一个良好的范围，例如30dB，但粗略节距为2dB，这将影响所述信号的相位。必须在步进所述衰减器36之后校准系统。
所述增益和相位调整器37可被假定为微步功率控制设备，这意味着所述设备必须已被精确地特征化。所述列表应当允许相互独立地设置相位和增益。
功率放大器39内的温度感测设备所驱动的任选自治衰减器38仅在很小程度上影响相位，但这可能是重要的。
以下将描述所述算法。所述算法保持0到30Db范围内的增益表，每个TRX路径和使用中的每个信道设置都具有高度精确性。所述增益大约与必须在粗略路径衰减器36和矢量调制器37内提供的衰减量相等，将公共分级衰减器34保持在所述静态功率电平的正确设置，从而使得所述数字乘法器的最大输入(4095)将会在所述PA输出端处提供正确的静态功率电平。优选地提供近似值，因为所述粗略路径衰减器36并不具有准确的2dB节距。
所述算法的输入是静态功率电平、所述突发的动态电平(即，突发从所述BTS的所允许最大功率得到补偿的dB量)、所述天线的锥形。
所述公共衰减器34优选地被设置为静态功率电平。可解决整个天线阵内的增益漂移，但这并不必然复杂。
所述数字乘法器32优选地被设置为4095×10^d/20，其中d＝0，-2，-4，...是以dB的动态功率电平。所述射束锥形或简表应当被加入矢量调制器设置。通过改变所述粗略路径衰减器36无法执行所述锥形，因为所述锥形可从一个时隙改变到另一时隙，但在校准之间的每个时隙内必须保持不变。所述锥形必需是可改变的，以允许将分组业务广播到许多接收者，而将业务信道指向单个用户。
以下将参照图7到10来解释代表本发明实施例并可用于上述结构的校准模块50的体系结构、功能和接口。
所述系统支持智能天线，所述智能天线包括允许射束转向的天线阵。智能天线性能大大取决于馈送给每个天线的信号的相对相位和幅度的精确度。到每个天线的信号通常通过不同的路径(放大器、滤波器和电缆)，从而导致路径之间的相对幅度和相位误差。如果所述误差并未被所述系统校准，则智能天线性能被降级。
所述描述处理校准模块(CM)50的内部设计和接口，所述系统测量路径相位和幅度误差，并将它们报告给TRX，以允许TRX补偿所述误差。
所述CM 50能够校准所述BTS的发射和接收路径。所述CM 50负责：
发射机校准，包括接收、解调和处理所述BTS内的TRX所发射的突发；
接收机校准，包括在天线杆顶注入GSM RF信号，所述信号是在所述BTS的TRX内接收并处理的；
所述校准过程的控制，包括选择校准的TRX和频率，以及校准突发的定时。
图7、8所示的CM 50基本上是为GSM 900实施的，但可任选地与GSM 900和GSM 1800兼容，或可能是为另一通信标准设计的。
所述CM单元(CU)50包括RF和取样电路，其为测量从所述BTS接收的校准突发，并生成将发送到所述BTS的突发所需。
图7、8示出了集成在MS(移动站)内，即大约基于CM体系结构的(例如GSM)MS收发信机和控制器内的CM 50的内部体系结构。
所述CM 50并不具有功率放大器。
RF开关/衰减器块53被实施为包括三个RF开关64、69、70的开关块。所述RF开关配置所述CM用于发射或接收，允许从求和耦合器74或参考耦合器72取样信号，并在发射机VCO 61充电期间内关闭所述发射机。
所述CM 50使用所述参考耦合器72来测量参考相位和增益值，以与来自N列的所测量增益和相位值相比较。
图8所示的求和耦合器的外部输入端/输出端(由较长的线表示)，连接到图7所示的输入端/输出端51。同样，图6、8所示的参考耦合器72的输出端连接至图7所示的输入端52。
详细地说，所述开关块53包括：
抽样开关69，其用于使所述接收机输入端抽样所述求和耦合器或参考耦合器输入。所述开关69能够例如在4微秒内迅速地在两种状态之间转换；
发射-接收开关70，其使得发射机或接收机连接至求和耦合器74端口。所述发射-接收开关70能够例如在4微秒内交换；
具有高(30dB)隔离的消隐开关64，其可通过将发射能量转为负载，从而阻止传输到所述求和耦合器内。这是必需的，因为在传输发生之前，在时隙内激活GSM芯片的平移环路，且当发射机正在调整时必需将所述发射机隔离。所述开关64能够在4微秒内转换；衰减器能够将从所述CM输入和输出的电平减少到可接收的电平。衰减必须被在求和耦合器与BTS控制器或BTS O&M之间分配。
所述CM以发射与接收模式在求和与参考耦合器端口之间提供高于30dB的隔离。
如果来自BTS控制器或BTS O&M的TTL驱动并不足够，则所述开关块53还包括所述开关所需的任何驱动器电路。
诸如GSM收发信机的收发信机54提供收发信机功能。所述收发信机54的体系结构以及开关块53的体系结构(RF块体系结构)如图8所示。
所述收发信机块54包括集成移动站芯片(ASIC)，所述ASIC支持包括衰减器、SAW滤波器和VCO的RF组件。
所述收发信机块54从所述参考耦合器72接收RF信号，并从所述求和耦合器74传送或接收RF信号。其将BTS系统主时钟用作参考。
所述收发信机54能够以在标准GSM移动站内使用的三个时隙偏置来接收，然后传输。
任何适应GSM的移动站RF处理器芯片60适合于CM 50。
基带接口装置(例如ASIC)55提供校准模块50的处理器60与诸如信号处理器60的BTS控制器或BTS O&M之间的接口。
具体而言，所述基带装置55：
经由串行I/O(输入/输出)接口从所述BTS控制器或BTS O&M56接收比特流，执行将GMSK模拟信号发送到处理器60所需的GMSK调制和数模转换；
从所述处理器60接收GMSK基带I/Q模拟信号，滤波并取样所述信号，以通过相同的串行I/O接口将数字I和Q信号发送到BBC。
所述基带接口ASIC 55由相同的串行端口控制，所述串行端口与少量数字控制线路一起用于数据传输。
所述信号处理单元(信号处理器)56提供硬件接口和主机功能，与校准相关的信号处理功能，以及收发信机54、处理器60和开关模块53的设备驱动器。
此外，所述单元26接口到优选地宿留所述校准控制算法的BTS控制器或BTS O&M。所述单元56可能还直接与BTS控制器或BTSO&M接口，除了控制算法之外，所述BTS控制器或BTS O&M还将执行设备驱动器和信号处理功能。
所述信号处理单元优选地经由所述BTS控制器或BTS O&M而受所述BTS系统时钟控制。所述信号处理单元可能是上述的BTS控制器或BTS O&M。所述软件优选地被设计为允许分离所述信号处理和BTS控制器或BTS O&M软件。
所述CM接口包括外部接口和内部接口。所述外部接口包括求和耦合器74(例如，其中通往BTS壳的求和耦合器馈电电缆连接至所述求和耦合器)和参考耦合器72的RF接口，以及BTS控制器或BTSO&M接口。
如图8所示，所述CM 50还包括Tx RF SAW(声表面波)滤波器63，第1Rx RF SAW滤波器67，输入端与输出端都连接至处理器60的第2Rx RF SAW滤波器，连接至处理器60的RF VCO和IF VCO，Tx VCO 61，GSM双工开关70，900MHz RF开关64，衰减器65、66、68、71、73，缓存器62等。
所述处理器60由3个有线数字接口控制。所述接口将用于在发射与接收模式之间配置所述处理器60，并将合成器设置为相关频率。
所述基带块55使用6个有线双向串行接口。所述接口时钟是从块55输出的，其是带有内部寄存器所设置除数的13MHz输入主时钟的整数除数。所述接口可被以发射或接收模式设置。
开关块53与BBC之间的接口包括3个控制线路，以指令抽样开关69、Tx/Rx开关70和消隐开关64。
CM 50的内部接口包括基带块55的转换器块和收发信机块54之间的模拟微分I/Q接口，以及所述收发信机块54与开关块53之间的RF接口。
以下将描述CM 50的功能。
校准测量基本上具有两个部分，TX和RX。两者优选地都使用天线阵内的简单无源耦合网络，以及以移动频率工作的校准板，所述移动频率例如是来自所述实施方式内的移动站的RF。
图10示出了耦合阵。示出了四个天线80。天线数当然取决于实际需要，可能大于或小于四。每个天线80都与定向耦合器81耦合，每个所述定向耦合器81都将(所接收或传送的)天线信号定向耦合到相关线路82。所有的四条线路82都连接至4路0°分离器83，从而使得应用于一个天线80的具有零相移的信号被耦合到其它所有天线80。提供了从耦合器81到阵列端的相等相位长度。同样，所述阵被结构化为将相等的相位长度提供给分离点。所述耦合方向由箭头示出。
为了校准发射一侧，所述BTS将GSM伪突发传送到校准板。为了校准接收一侧，所述校准板将伪突发传送到BTS。借助诸如DSP处理的处理，可计算相对增益和相位值。
在正常的BTS操作期间内，使用空闲时隙的校准发生，其每GSMTCH/F(TCH＝业务信道)、HSCSD和GPRS业务信道的多帧发生一次。半速率信道并不具有所述空闲时隙，因此特定TRX上的半速率业务被管理为确保一些TCH/F信道存在，从而允许校准。
在BTS启动期间内发生校准，其中使用每个帧来减少校准时间。每个TRX都应当被在BTS上以每个使用中的频率校准。
发射校准可能使用序列相位倒置的技术，其中由所述TRX传送，随后分为N个天线路经的一系列突发被增益-相位调整器顺序倒置。所述顺序倒置的信号由所述求和耦合器在天线杆顶测量和求和，并被传送到用于下变频、抽样和后续信号处理的CM单元。
优选地，发射校准使用这样一种技术(方法)，其依靠顺序关闭所有所述列中的一些，优选地3，所有所述列优选地4个，并测量相位差。由于这是在空闲信道上执行的，因此并不存在性能降级。
对于接收校准而言，在BTS控制器内生成(GSM)伪突发，并将其传送到转换器和收发信机块，以调制到所需GSM载波上。在TRX的每个分支内接收所述突发。每条路径之间的幅度和相位差都由所述TRX测量，并被用作新的接收校准偏置。
所述BTS控制器负责校准过程的全面控制，包括
配置所述CM 50，
触发单个校准，
发射校准突发的信号处理，
跟踪BTS内的TRX的校准状态。
为了实现智能天线系统内的发射校准控制，所述BTS控制器执行校准控制应用，所述校准控制应用管理校准过程，并与BTS内的CM 50和TRX基带接口。
所述BTS控制器保持包括BTS内的每个TRX和频率的校准状态表。根据带有接收最高优先级的最旧校准的表来安排特定(TRX、频率)组合的校准。在慢速跳频(SFH)的情况下，所述校准控制应用使用乐观方法，在所述乐观方法中，多个(TRX，频率)校准在任何一个时间可能都在进展。
发射校准所涉及的步骤为：
1、借助尚未开始校准、进展中校准、完成校准的加权和来选择校准最需要的TRX，
2、计算在当前FN处可能使用的是跳频图内的哪个频率，
3、基于诸如校准寿命、校准的当前中期状态的因数，选择在所选择TRX上校准最需要的可用频率，
4、将校准消息发送到校准下的所述TRX，以为所需时隙配置增益/相位调整的状态。对于每个突发而言，N个分支中的一个将是有效的，其中相位调整器被设置为0°，而增益被设置为名义值。其它分支将被设置为最大衰减，
5、将所述CM配置为通过指令所述CM合成器移动到所需频率，T/R开关移动到其接收位置，抽样开关移动到求和端口，在所需频率上接收(多个)伪突发，
6、接收并存储所述伪突发的诸如70的第一符号的数字样本，
7、在所述突发的例如70符号之后，指令所述抽样开关从求和移动到参考端口，
8、接收并存储例如其它70符号的数字样本，
9、在校准N天线系统所需的N个空闲时隙内重复步骤6、7和8，
10、在接收N个突发的样本之后，执行校准算法，例如用于计算所选择TRX和频率的N条路径之间的相对相位和增益差的算法。
例如，在接收N个突发的样本之后，所述CM 50执行所有所述突发的去相关。对于每个突发而言，将会存在用于所述参考端口的70个符号的幅度和相位计算，以及用于来自有效天线列的70个符号的幅度和相位计算。通过从求和端口参考与相位中减去参考幅度和相位，生成绝对幅度和相位。一旦已处理所有N列，一个所述列(通常是末端的一个)被用作源，其相位被设置为零，其它N列从此处得到补偿。
11、将a_calibration_MEASURE消息发送到校准下的TRX，所述消息包括N个校准值，
12、监控与校准相关支路的TRX和CM。
所述BTS和CM接收机必需了解校准突发格式。一个预定义突发是伪突发，在GSM技术规范05.02内被描述为带有尾部比特和保护期间比特的唯一比特序列。所述突发格式将用于所述校准。
所述BTS控制器或BTS O&M执行校准信号处理算法，所述校准信号处理算法处理所接收GSM突发，以得到幅度和相位校正。这包括使所接收样本与存储在BTS控制器或BTS O&M内的GMSK调制伪突发样本相关。
此外，提供了定时恢复。在传输校准信号与接收所述校准信号之间始终存在着时间延迟。所述延迟随时问改变，并可引起校准误差。
图9示出了未延迟信号和延迟信号及其相关峰值，并示出了带有和未带有定时偏置的所述信号的实际与所测量相关峰值之间的时移。垂直线代表取样时间。所述定时偏置以双头箭头表示，在此实例内对应于两个抽样间隔。
模拟已示出从所述求和耦合器74接收的信号的四分之一符号的定时偏置可接受。下述的定时恢复方法优选地用于保持在所述范围内。
在系统或发射机TRX充电时的校准(充电校准)：
第一迭代：使所接收信号与期望信号(不带有定时偏置)相关，以将所述定时偏置提供给1符号精确度，
第二迭代：根据所测量定时偏置的符号，修改所述信号的期望到达时间+/-1/2符号，
第三迭代：根据所测量定时偏置的符号，修改所述信号的期望到达时间+/-1/4符号。
操作期间内的正在进行的校准：根据所测量定时偏置的符号，修改所述信号的期望到达时间+/-1/4符号。所述定时偏置将独立于频率，但依赖于TRX。
提供了相位参考恢复。所述相位参考恢复算法用于校正连续突发的随机相位偏置，这是在TRX内使用“乒乓”合成器的结果。
所述算法使得根据参考耦合器测量的伪突发样本与所存储的参考相关，以计算所述TRX合成器的相位偏置。
优选地，同样提供了一种接收机校准。所述校准过程可能被以惯例方式实施。
为了实现所述校准控制，在智能天线系统内，所述BTS控制器或BTS O&M执行校准控制应用，所述校准控制应用管理校准过程，并与BTS内的CM和TRX接口。
所述BCC保持包括BTS内的每个TRX和频率的校准状态表。根据带有接收最高优先级的最旧校准的表来安排特定(TRX、频率)组合的校准。在慢速跳频(SFH)的情况下，所述校准控制应用使用乐观方法来校准最适当的(TRX、频率)组合。
接收发射校准每个帧即使用帧的时隙7执行一次，其中FN模26＝0(FN＝帧数)。执行以下步骤：
1、借助尚未开始校准、进展中校准、完成校准的加权和来选择校准最需要的TRX，
2、计算在当前FN处可能使用的是跳频图内的哪个频率，
3、基于诸如校准寿命、校准的当前中期状态的因数，选择在所选择TRX上校准最需要的可用频率，
4、将所述配置消息发送到校准下的所述TRX，以配置FN、ARFCN、时隙7和AGC电平。在接收所述指令时，所述TRX准备移动到适当频率，并将增益相位调整器设置为零，将AGC设置为所需设置，
5、所述BTS控制器或BTS O&M将指令所述CM处理器60到适当频率，并配置所述CM 50为发射模式。所述消隐开关64必须将发射VCO 61与CM输出端隔离。所述Tx/Rx开关70必须保持为Rx模式，
6、所述BTS控制器或BTS O&M必须经由所述串行接口将所述伪突发比特装入块55的输入缓存器。在适当时隙开始，所述BTS控制器或BTS O&M必须触发块55内的调制和D/A转换过程，并转换消隐开关64和Tx/Rx开关70，以使所述处理器60 Tx与CM输出端连接，
7、每个TRX都在其N个分支上接收所述伪突发，并执行接收校准算法，以得到新的校准值。
所述接收突发的格式为使得所述接收突发包括标准GSM伪突发。
所述突发的调制和数模转换由块55内的DAC生成，并由机载重构滤波器过滤。至于突发定时，所述CM所传送的突发被时间对准在名义零时间提前值的±1符号期间内，即所述CM所传送的突发比所述CM 50所接收突发延迟了468、75±1符号期间。
为了校正电缆延迟所引起的微小定时偏置，所述CM传送突发定时由定时恢复偏置值T₀校正。所述T₀应当以这样一种方式使用，如果发射校准定时恢复偏置阻止所述BTS发射突发的测量，则所述CM发射突发将提前相同的偏置。
所述处理器60发射机的输出的突发功率例如在CM 50内衰减了10dB，从而导致CM输出端口处的功率相应衰减。
所述TRX执行校准信号处理算法，所述校准信号处理算法处理在每个天线路径上接收的GSM突发，以得到幅度和相位校正。这包括使所接收样本与存储在TRX BBB(基带板)内的参考伪突发相关。所述TRX计算其N个接收机路径之间的相对相位和幅度差。所述接收机内的校准进程并不假定所述CM所注入的信号在连续校准突发之间具有相同的幅度或相位。
所述BTS Rx的校准受最小C/I(载干比)限制，所述最小载干比必须实现精确的校准：
1、将由BTS Rx接收的任何无用信号的最大功率，
2、实现所需信号(通过模拟)的精确校准所需的C/I，
3、这在BTS输入端处提供了所需最小校准载波功率。所述校准载波必须在校准之间“断开”，断开时的功率电平优选地处于BTS Rx的噪声层内，
4-6、在所述系统内存在耦合器和组合器的各种恒定增益和损耗，
7、这在CM发射机输出端处提供了所需载波功率电平，
8、消隐开关被设置为考虑到所述系统内的增益和损耗，将CM输出功率输入BTS的噪声层，
9、衰减器被设置为将CM VCO输出功率减少为所需电平，
10、所述RF芯片VCO具有固定的输出功率。
所述TX校准包括两个部分：求和耦合器74与参考耦合器72处的测量。并不将足够功率输入CM Rx前端来生成互调产品。衰减器被设置为：
1、最大和最小功率的TRX输出，
2-5、所述系统内电缆和耦合器的各种增益和损耗，
6、这是存在于CM Rx输入端处的最大和最小功率，
7、衰减器被设置为使CM Rx输入端处的功率降至可输入CM Rx的最小输入功率。
为所述求和耦合器74执行相同的计算，不同之处在于，考虑到参考耦合器72的BTS内的不同位置，耦合器与电缆的组合不同。
所述CM 50可能会与所述BTS控制器或BTS O&M集成，因此所述CM 50必需与所述BTS控制器或BTS O&M相符合。所述校准模块可能会被复制，用于冗余。
所述CM 50的有效组件优选地用于GSM手机，并具有相当低的功率消耗。
尽管以上参照特定实施例描述了本发明，但本发明同样涵盖公开特征的改变、增加、修改和省略。