说明书一种基于电压切割法的开绕组永磁同步电机系统控制方法
技术领域
本发明属于电机控制技术领域，具体涉及一种基于电压切割法的开绕组永磁同步电机系统控制方法。
背景技术
随着全球环境污染和能源危机的加剧，电动机正逐渐取代内燃机等传统燃料机械在运输牵引中的地位，成为具有高效率高性能的新型驱动系统，促进了以电动汽车、船舶电力推进、高速铁路为代表的电力牵引技术的蓬勃发展。
永磁同步电机以其高功率密度、高功率因数以及高运行效率等优势得到了广泛应用，这很大程度得益于转子永磁体无需电励磁。虽然永磁同步电机在基速以下具有极高的功率因数和效率，但反电势随着转速升高而增加，由于受到逆变器输出容量的限制，必须通过弱磁控制实现永磁同步电机的高速运行，导致转矩和效率下降。因此提高逆变器的直流母线电压有利于提高系统效率和稳定性，双逆变器开绕组永磁同步电机拓扑结构就是其中一种获得高直流母线电压的方式。
如图1所示，开绕组永磁同步电机系统是在传统单逆变器驱动电机控制系统基础上，不改变原电机的本体电磁设计与机械结构，仅将常规三相定子绕组中点打开形成两端开放式绕组，在绕组的另一端再串接一个逆变器(调节逆变器)而形成。考虑成本问题，部分学者对一侧逆变器直流母线接电源另一侧仅接电容的有效电源条件混合驱动拓扑结构进行了分析研究。文献1(“Dual-inverter controlstrategyforhigh-speedoperationofEVinductionmotors”,JunhaKimet.al,IEEETransactionsonIndustrialelectronics,2014,51(2):312-320)利用主逆变器提供异步电机高速运行时的无功功率，获得了极为宽广的恒功率区。文献2(“Dual InverterStrategyforHighSpeedOperationofHEVPermanentMagnetSynchronous Motor”,JoonSungParket.al,IndustryApplicationsConference,2006,1:488-494.)在 理论上分析了混合逆变器同样能较大幅度地提高永磁同步电机高速时的转矩和功率容量，但并未给出仿真或实验验证。文献3(“ExtensionoftheOperatingRegion ofanIPMMotorUtilizingSeriesCompensation”,DiPanet.al,IEEETransactionson IndustryApplications,2014,50(1):539-548)引入电力系统串联补偿概念，将调节逆变器与电机视为一个整体进行控制，拓宽了电机运行范围，增大了输出转矩。文献4(“AMethodforSupplyVoltageBoostinginanOpen-EndedInductionMachine UsingaDualInverterSystemWithaFloatingCapacitorBridge”,JeffreyEwanchuk et.al,IEEETransactionsonPowerElectronics,2013,28(3):1348-1357)则将主逆变器和调节逆变器视为两个独立的逆变器，研究了通过改变两者输出电压矢量的夹角，以达到提升电机端部供电电压的目的。
然而上述文献均采用空间矢量脉宽调制(spacevectorpulsewidth modulation，SVPWM)方式对两个逆变器进行控制。由于SVPWM控制策略下，逆变器开关管进行斩波动作，开关频率高，损耗大，影响系统效率。为此文献5(“HybridModulationofDualInverterforOpen-EndPermanentMagnet SynchronousMotor”,YongjaeLeeet.al,2014)提出六步调制策略以降低逆变器的开关频率和损耗，但由于该调制策略下为保持电机运行稳定要求较高的电容电压，同样增加了损耗。因此，亟需探索一种无需提高电容电压，又能降低系统损耗的控制方法，以保证开绕组电机的高效高性能运行。
发明内容
针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种基于电压切割法的开绕组永磁同步电机系统控制方法，能够保持电容电压稳定，降低开关损耗得以减少，从而使系统效率得以提高。
一种基于电压切割法的开绕组永磁同步电机系统控制方法，包括如下步骤：
(1)采集系统中主逆变器的直流母线电压Vdc、调节逆变器的直流母线电压Vcap、电机的三相定子电流ia～ic和转子位置角θr，进而计算出电机的转速ω；
(2)利用转子位置角θr对三相定子电流ia～ic进行Park变换，得到d-q旋转坐标系下的定子电流矢量Idq，并计算定子电流矢量Idq相对于d轴的夹角β；对三相定子电流ia～ic进行Clark变换，得到α-β静止坐标系下的定子电流矢量Iαβ， 并计算定子电流矢量Iαβ相对于α轴的夹角θi；
(3)根据给定的电机转速ω*和实际的电机转速ω，确定电机对应d轴和q轴的电流参考量id*和iq*；
(4)根据定子电流矢量Idq以及电流参考量id*和iq*，确定电机对应d轴和q轴的电压参考量Vd*和Vq*，进而利用夹角β对电压参考量Vd*和Vq*进行坐标变换，得到电机的有功电压参考量Vactive*和无功电压参考量Vreactive*；
(5)使给定的电容电压参考量Vcap*减去直流母线电压Vcap，进而对相减结果进行PI调节从得到电容充电电压参考量VCIactive*；
(6)根据有功电压参考量Vactive*、电容充电电压参考量VCIactive*和夹角θi，利用电压切割法确定主逆变器的有效电压矢量及其作用时间Tx以及主逆变器的输出电压矢量VMIαβ；
(7)利用有效电压矢量的作用时间Tx确定主逆变器的三相开关信号S1a～S1c；
(8)根据有功电压参考量Vactive*、无功电压参考量Vreactive*、电容充电电压参考量VCIactive*、输出电压矢量VMIαβ和夹角θi，确定调节逆变器的调制电压矢量VCIαβ，进而通过SVPWM技术得到调节逆变器的三相开关信号S2a～S2c；
(9)利用三相开关信号S1a～S1c和S2a～S2c经驱动后分别对主逆变器和调节逆变器中的功率开关器件进行开关控制。
所述的步骤(3)中确定电机对应d轴和q轴的电流参考量id*和iq*，具体过程如下：
首先，使给定的电机转速ω*减去实际的电机转速ω得到转速误差Δω，进而对转速误差Δω进行PI调节得到电流参考幅值Is*；
然后，根据最大转矩电流比原理通过以下算式计算出电流参考幅值Is*的MTPA(最大转矩电流比)角γMTPA：
γMTPA=arccos(-ψf+[ψf2+8(Ld-Lq)2Is*2]1/24(Ld-Lq)Is*)]]>
其中：ψf为电机的永磁磁链，Ld和Lq分别为电机的直轴电感和交轴电感；
最后，根据所述的MTPA角γMTPA和电流参考幅值Is*通过以下关系式确定电 流参考量id*和iq*：
id*=Is*cosγMTPAiq*=Is*sinγMTPA]]>
所述的步骤(4)中确定电机对应d轴和q轴的电压参考量Vd*和Vq*，具体过程为：
首先，使电流参考量id*减去定子电流矢量Idq的d轴分量id，并对相减结果进行PI调节，进而将PI调节的输出结果加上d轴电压补偿量，即得到电机对应d轴的电压参考量Vd*；
然后，使电流参考量iq*减去定子电流矢量Idq的q轴分量iq，并对相减结果进行PI调节，进而将PI调节的输出结果加上q轴电压补偿量，即得到电机对应q轴的电压参考量Vq*；
其中，d轴电压补偿量＝-ωLqiq，q轴电压补偿量＝ω(ψf+Ldid)，ψf为电机的永磁磁链，Ld和Lq分别为电机的直轴电感和交轴电感。
所述的步骤(4)中利用夹角β根据以下公式对电压参考量Vd*和Vq*进行坐标变换，得到电机的有功电压参考量Vactive*和无功电压参考量Vreactive*；
Vactive*=Vd*cosβ+Vq*sinβVreactive*=-Vd*sinβ+Vq*cosβ]]>
所述的步骤(6)中利用电压切割法确定主逆变器的有效电压矢量及其作用时间Tx以及主逆变器的输出电压矢量VMIαβ，具体过程如下：
6.1使有功电压参考量Vactive*与电容充电电压参考量VCIactive*相加得到主逆变器的有功电压参量VMIactive*；
6.2利用夹角θi根据以下关系确定主逆变器的有效电压矢量：
若θi∈[-π/6,π/6)，则主逆变器的有效电压矢量＝V1(100)，其所对应的三相开关信号分别为1、0、0，即表示主逆变器A相上桥臂的功率开关器件导通，B相和C相下桥臂的功率开关器件导通；
若θi∈[π/6,π/2)，则主逆变器的有效电压矢量＝V2(110)，其所对应的三相开关信号分别为1、1、0，即表示主逆变器A相和B相上桥臂的功率开关器件导 通，C相下桥臂的功率开关器件导通；
若θi∈[π/2,5π/6)，则主逆变器的有效电压矢量＝V3(010)，其所对应的三相开关信号分别为0、1、0，即表示主逆变器B相上桥臂的功率开关器件导通，A相和C相下桥臂的功率开关器件导通；
若θi∈[5π/6,7π/6)，则主逆变器的有效电压矢量＝V4(011)，其所对应的三相开关信号分别为0、1、1，即表示主逆变器B相和C相上桥臂的功率开关器件导通，A相下桥臂的功率开关器件导通；
若θi∈[7π/6,3π/2)，则主逆变器的有效电压矢量＝V5(001)，其所对应的三相开关信号分别为0、0、1，即表示主逆变器C相上桥臂的功率开关器件导通，A相和B相下桥臂的功率开关器件导通；
若θi∈[3π/2,11π/6)，则主逆变器的有效电压矢量＝V6(101)，其所对应的三相开关信号分别为1、0、1，即表示主逆变器A相和C相上桥臂的功率开关器件导通，B相下桥臂的功率开关器件导通；
6.3根据以下算式计算主逆变器有效电压矢量的作用时间Tx：
Tx=VMIactive*23Vdc*cos(θi-θVMI)Ts]]>
其中：Ts为主逆变器中功率开关器件的开关周期，θVMI为主逆变器有效电压矢量的位置角；
6.4利用所述的作用时间Tx根据以下关系确定主逆变器的输出电压矢量VMIαβ：
若主逆变器的有效电压矢量＝V1(100)，则VMIα＝(2Vdc/3)*(Tx/Ts)，VMIβ＝0；
若主逆变器的有效电压矢量＝V2(110)，则VMIα＝(Vdc/3)*(Tx/Ts)，VMIβ=(3Vdc/3)*(Tx/Ts);]]>
若主逆变器的有效电压矢量＝V3(010)，则VMIα＝-(Vdc/3)*(Tx/Ts)，
若主逆变器的有效电压矢量＝V4(011)，则VMIα＝-(2Vdc/3)*(Tx/Ts)，VMIβ＝0；
若主逆变器的有效电压矢量＝V5(001)，则VMIα＝-(Vdc/3)*(Tx/Ts)，
若主逆变器的有效电压矢量＝V6(101)，则VMIα＝(Vdc/3)*(Tx/Ts)，
其中：VMIα和VMIβ分别为输出电压矢量VMIαβ在α-β静止坐标系下的α轴分量和β轴分量。
所述的步骤(7)中确定主逆变器三相开关信号S1a～S1c的具体过程如下：
首先，将主逆变器的有效电压矢量所对应的三相开关信号与Tx/2相乘，得到的结果对应作为主逆变器各相上桥臂功率开关器件的比较值；
然后，使主逆变器每相上桥臂功率开关器件的比较值与给定的三角波进行比较，所述的三角波为增减模式，最大幅值为Ts/2，Ts为主逆变器中功率开关器件的开关周期；
当三角波的幅值小于比较值时，则对应相上桥臂功率开关器件的开关信号给定为1，即闭合；当三角波的幅值大于比较值时，则对应相上桥臂功率开关器件的开关信号给定为0，即开通；S1a～S1c对应为主逆变器ABC三相上桥臂功率开关器件的开关信号。
所述的步骤(8)中确定调节逆变器的调制电压矢量VCIαβ，具体过程如下：
8.1根据以下公式计算电机对应α轴和β轴的电压参考量Vα*和Vβ*：
Vα*=(Vactive*+VCIactive*)cosθi-Vreactive*sinθiVβ*=(Vactive*+VCIactive*)sinθi+Vreactive*cosθi]]>
8.2使所述的电压参考量Vα*和Vβ*分别减去输出电压矢量VMIαβ的α轴分量VMIα和β轴分量VMIβ，得到调节逆变器的初始电压参考量VCIα*和VCIβ*；
8.3根据所述的初始电压参考量VCIα*和VCIβ*通过以下算式计算出调节逆变器的调制电压矢量VCIαβ：
VCIα=VCIα*+VCIactive*cosθiVCIβ=VCIβ*+VCIactive*sinθi]]>
其中：VCIα和VCIβ分别为调制电压矢量VCIαβ在α-β静止坐标系下的α轴分量和β轴分量。
本发明应用电压切割法在准确输出系统所需有功功率的同时降低了开关损耗，保持电容电压稳定；相比SVPWM开关损耗降低至原来的1/2，较大程度地提高了系统效率。同时，本发明控制调节逆变器在提供无功的同时还起到补偿主逆变器低开关频率引起的谐波的作用，实现了开绕组电机的高效高性能控制。
附图说明
图1为开绕组永磁同步电机系统的结构示意图。
图2为本发明控制方法的系统框图。
图3为本发明电压切割法计算模块的具体流程框图。
图4为本发明主逆变器开关信号计算模块的具体流程框图。
图5(a)为本发明控制方法下开绕组电机带3Nm负载运行于500r/min的A相定子电流Ia波形示意图。
图5(b)为本发明控制方法下开绕组电机带3Nm负载运行于500r/min的转矩Te波形示意图。
图5(c)为本发明控制方法下开绕组电机带3Nm负载运行于500r/min系统主逆变器的A相输出电压VMI_A波形示意图。
图5(d)为本发明控制方法下开绕组电机带3Nm负载运行于500r/min系统调节逆变器的A相输出电压VCI_A波形示意图。
图5(e)为本发明控制方法下开绕组电机带3Nm负载运行于500r/min系统调节逆变器的电容电压Vcap波形示意图。
图5(f)为本发明控制方法下开绕组电机带3Nm负载运行于500r/min系统主逆变器的电流矢量相位角θi波形示意图。
图5(g)为本发明控制方法下开绕组电机带3Nm负载运行于500r/min系统主逆变器的有效矢量选择标志VMI_Flag波形示意图。
图5(h)为本发明控制方法下开绕组电机带3Nm负载运行于500r/min系统主逆变器的有效矢量作用时间Tx波形示意图。
图5(i)为本发明控制方法下开绕组电机带3Nm负载运行于500r/min系统电机的A相定子电流Ia的谐波分析示意图。
图6为传统控制方法下开绕组电机带3Nm负载运行于500r/min系统电机的 A相定子电流Ia的谐波分析示意图。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。
如图1所示，本实例电机系统由直流电源1、稳压电容2、主逆变器3、开绕组永磁同步电机4、调节逆变器5、大电容6、光电编码盘7、三相电流传感器8、主逆变器直流母线电压传感器9、电容电压传感器10和控制器31等组成。控制器通常采用DSP(如TI公司的TMS320LF2812等)。
如图2所示，本发明基于电压切割法的开绕组永磁同步电机控制方法，包括如下步骤：
(1)信号采集。
利用光电编码盘7采集开绕组永磁同步电机4的转子位置角θr，通过微分计算得转速ω，利用三相电流传感器8采集开绕组永磁同步电机4三相定子电流信号ia、ib、ic，利用主逆变器直流母线电压传感器9采集主逆变器3的直流母线电压Vdc，利用电容电压传感器10采集调节逆变器5的直流母线电压Vcap。
(2)信号变换。
将步骤(1)采集到的三相定子电流通过Park变换模块11，得到两相旋转坐标系内的定子电流dq轴分量id、iq，计算公式为：
idiq=23cosθrcos(θr-23π)cos(θr+23π)-sinθr-sin(θr-23π)-sin(θr+23π)iaibic]]>
将id、iq通过角度计算模块12得到电流矢量相对于d轴的夹角β，计算公式为：
β=atan(iqid)]]>
将三相定子电流通过Clark变换模块13，得到两相静止坐标系内的定子电流αβ轴分量iα、iβ，计算公式为：
idiq=231-12-12032-32iaibic]]>
将iα、iβ通过角度计算模块12得到电流矢量相对于α轴的夹角θi，计算公式为：
θi=atan(iβiα)]]>
(3)确定电机的dq轴电流给定id*、iq*。
a.给定转速ω*减去实际转速ω得到转速误差Δω，通过PI控制器14得到给定电流幅值Is*；
b.将给定电流幅值Is*经过MTPA角计算模块15，得到对应Is*的γMTPA，计算公式为：
γMTPA=arccos(-ψf+[ψf2+8(Ld-Lq)2Is*2]1/24(Ld-Lq)Is*)]]>
c.通过极坐标变换模块16得到dq坐标系下的电流给定id*和iq*。
(4)确定给定电压的有功和无功分量Vactive*和Vreactive*。
a.将d轴给定电流id*和实际电流id的误差Δid通过PI控制器17，其输出加上d轴电压补偿量-ωLqiq获得d轴方向上的电压给定Vd*；将q轴给定电流iq*和实际电流iq的误差Δiq通过PI控制器18，其输出加上q轴电压补偿量ω(ψf+Ldid)获得q轴方向上的电压给定Vq*；
b.将Vd*和Vq*,通过有功无功电压变换模块19，利用电流矢量相对于d轴的夹角β，得到给定电压的有功和无功分量Vactive*和Vreactive*，计算公式为：
(5)确定电容电压充电给定电压VCIactive*。
将电容电压给定值Vcap*和反馈值Vcap通过PI控制器20，其输出作为电容电压充电给定电压VCIactive*
(6)确定主逆变器的有效矢量及其作用时间Tx和主逆变器输出电压的αβ分量VMIα、VMIβ。
将给定电压有功分量Vactive*和电容电压充电给定电压VCIactive*相加作为主逆变器的有功电压分量给定VMIactive*；
电压切割法计算模块21的内部实现如图3所示，步骤如下：
a.根据电流矢量相对于α轴的夹角θi通过有效电压矢量选择模块26选择主逆变器的有效电压矢量，如表1所示：
表1
θi有效电压矢量θi有效电压矢量
[-1/6*π,1/6*π)V1(100)[5/6*π,7/6*π)V4(011)
[1/6*π,1/2*π)V2(110)[7/6*π.3/2*π)V5(001)
[1/2*π,5/6*π)V3(010)[3/2*π,11/6*π)V6(101)
b.为准确合成有功电压，根据有效电压矢量作用时间计算模块27确定有效电压矢量的作用时间Tx计算公式为：
其中：Vdc为主逆变器的直流母线电压，Ts为开关周期，θVMI为主逆变器有效电压矢量位置角，如V1(100)的角度为0°，V2(110)的角度为60°，其他电压矢量同理可得；
c.根据有效作用时间Tx通过输出电压分量计算模块28确定主逆变器输出电压的αβ分量VMIα、VMIβ，如表2所示：
表2
有效电压矢量VMIαVMIβ
V1(100)2/3Vdc*Tx/Ts0
V2(110)1/3Vdc*Tx/Ts√3/3Vdc*Tx/Ts
V3(010)-1/3Vdc*Tx/Ts√3/3Vdc*Tx/Ts
V4(011)-2/3Vdc*Tx/Ts0
V5(001)-1/3Vdc*Tx/Ts-√3/3Vdc*Tx/Ts
V6(101)1/3Vdc*Tx/Ts-√3/3Vdc*Tx/Ts
(7)确定主逆变器的开关信号S1a、S1b、S1c。
主逆变器开关信号计算模块22如图4所示，步骤如下：
a.利用有效矢量作用时间Tx，根据三相比较值计算模块29，得三相比较值。其算法为：将有效电压矢量对应的三相开关信号与Tx/2相乘作为主逆变器的三相比较值。如V1对应的开关信号是1、0、0，那么A、B、C三相比较值分别为Tx/2、0、0。V2对应的开关信号是1、1、0，那么A、B、C三相比较值分别为Tx/2、Tx/2、0。
b.将三相比较值通过开关信号生成器30，得三相开关信号。其算法为：将比较值与三角波比较得到开关信号，三角波为增减模式，最大幅值为开关周期的一般，即Ts/2。设定当三角波的幅值小于比较值时，开关信号给定为1，即闭合；当三角波的幅值大于比较值时，开关信号给定为0，即打开。
(8)确定调节逆变器的开关信号S2a、S2b、S2c。
a.将给定电压的有功分量Vactive*和电容电压充电给定电压VCIactive*相加，并与无功分量Vreactive*一起，利用有功无功到αβ变换模块23进行坐标变换，由得到给定电压αβ分量Vα*、Vβ*，计算公式为：
Vα*=(Vactive*+VCIactive*)cosθi-Vreactive*sinθiVβ*=(Vactive*+VCIactive*)sinθi+Vreactive*cosθi]]>
b.将给定电压αβ分量Vα*、Vβ*减去主逆变器的输出电压的αβ分量VMIα、VMIβ,，得调节逆变器的初始给定电压αβ分量VCIα'、VCIβ'：
c.将电容电压充电给定电压VCIactive*利用有功无功到αβ变换模块24进行坐标变换，得到充电给定电压αβ分量Vchargeα*、Vchargeβ*计算公式为：
Vchargeα=VCIactive*cosθiVchargeβ=VCIactive*sinθi]]>
d.将调节逆变器的初始给定电压αβ分量VCIα'、VCIβ'和充电给定电压αβ分量Vchargeα*、Vchargeβ*相加，得调节逆变器的给定调制电压αβ分量VCIα*、VCIβ*：
VCIα*=VCIα′+VchargeαVCIβ*=VCIβ′+Vchargeβ]]>
e.将VCIα*、VCIβ*通过SVPWM模块25得到调节逆变器的开关信号S2a、S2b、S2c。
(9)将得到的开关信号用以驱动主逆变器3和调节逆变器5，控制开绕组永磁同步电机4。
以下为我们对本实施方式进行测试，所采用的开绕组永磁同步电机的参数如表3所示：
表3
定子电阻Rs1.35Ω直流母线电压125V
直轴电感Ld7.76e-3H电容电压125V
交轴电感Lq17e-3H电容值100uF
永磁磁链ψf0.1286Wb额定电流5A
极对数4机械惯量0.00109Kgm2
观察图5(a)～(b)可以看到，电机A相电流正弦，输出转矩平稳，在(-0.1,+0.1)Nm之间波动。图5(c)～(e)可以发现，主逆变器的A相电压在一半基波周期内处于斩波输出，另一半基波周期内保持零电平，使得主逆变器的开关损耗降为SVPWM下的1/2。图5(f)～(h)中，MI根据电流矢量相位角选择有效电压矢量选择非常清晰。有效矢量作用时间Tx成周期变化，这是电压切割法的作用，通过这个操作，使电机所需有功电压分量得到准确满足。
图5(i)与图6的传统控制方法结果相比，两者电流谐波大小相近，表明本发明的控制方法下电机运行性能与传统控制方法几乎相同。由此，本发明电机控 制方法能够实现混合逆变器拓扑结构下开绕组永磁同步电机的高性能控制，利用电压切割法，控制主逆变器在一个开关周期内仅输出一个有效电压矢量和一个零矢量，实现了开关损耗的大幅度降低，提高了系统的效率。