发射设备 背景技术
【发明领域】
本发明涉及输出调制高频信号的传输设备。
相关背景技术
一般地，在涉及到调幅，尤其是M阶调制，例如QAM(正交幅度调制)，的调制信号中，用于将无线频率功率发射到天线的高频功率放大器，需要执行线性操作。由于这个原因，A类或AB类已经被用作高频功率放大器的操作类。
然而，随着宽带通信的发展，使用多载波的通信模式，如OFDM(正交频分复用)，已经开始被应用，而且无法期望传统的A类或AB类高频功率放大器达到高效率。更加具体地，在OFDM中，由于副载波的迭加会瞬时地产生高功率，以至于最大峰值功率与平均功率的比值，即PAPR(峰值功率与平均功率的比值)会很大。因此，高频功率放大器需要一直保持较高地直流功率，来线性放大具有这样高功率的高频信号。在A类操作中，电源效率在最大值时仅为50％。特别是在OFDM情况下，由于PAPR很大，电源效率约为10％，这是相当低的。
这会导致在实际使用中引起问题，例如，会减少使用电池作为电源的便携式无线设备连续工作的最长时间。
为了解决上述问题，已经提出传统的EER(包络消除和回复)技术，即人们所知道的公知的Kahn技术(例如参见，美国专利No.6,256,482中：附图第三页，图6)。
在这个配置中，将输入高频调制信号分成两路信号。其中一路信号用来做包络检测，并且成为幅度分量。这个幅度分量变成偏置电压，该偏置电压的幅度随着由开关调节器等所组成的调幅器变化，并被提供给高频功率放大器的电源终端。另一路分支信号由幅度控制放大器(限幅器limiter)进行幅度控制，并变成只有相位被调制的调相波。这个调相波被提供给高频功率放大器的高频输入终端。
在EER技术中，将高效开关放大器用作高频功率放大器，而且将功率放大所需的最小电源电压提供给高频功率放大器的电源终端。因此，可以提高电源效率。
另一种适合数字信号处理的EER技术已经被提出，其中通过复包络信号的正交调制来获得调相波(例如参见，日本专利文献JPH3-34709A，第5页，图1)。在这个配置中，将带有残留(residual)调幅的调制信号作为调相波提供给高频功率放大器。图8所示的原理框图用来显示使用了这种EER技术的传统发射设备。如图8所示，此发射设备包括：用于输出调制信号的调制信号产生部分1；用于接收两路分支调制信号中的一路的包络检测部分2；用于接收包络检测部分2的输出信号的电压源3；用于接收两路分支调制信号中的另一路的正交调制器4；以及高频功率放大器(PA)5，其电源终端接收电压源3的输出电压，且其高频输入终端接收正交调制器4的输出信号。
这里，包络检测部分2和电压源3对应于偏置驱动部分，而正交调制器4对应于高频驱动部分。
下面将参考图8来描述具有这种配置的传统发射设备的工作。
调制信号产生部分1，基于内部产生的数据或外部提供的数据，来执行例如QAM或OFDM的调制，并输出由复包络表示的调制信号。包络检测部分2通过确定表示调制信号的复包络的绝对值来输出幅度分量。电压源3根据该幅度分量来产生偏置电压。正交调制器4通过对由复包络表示的调制信号进行正交调制而输出高频信号。高频功率放大器5通过将高频信号放大到与偏置电压相一致的一个幅度上，来输出幅度和相位都变化的调制波。
此外，还有另一种公知的配置，它通过补偿输出电压相对于高频功率放大器5偏置电压的非线性，来获得高精度调制波(例如参见，日本专利文献JP H-6-54878B，第3页，右栏)。
然而，即使补偿了输出电压相对于高频功率放大器5偏置电压的非线性，传统的发射设备也不能够获得足够精确的调制波。当使用商用的带宽为5GHz的半导体放大器作为高频功率放大器进行实际测量时，以基于IEEE802.11a标准的OFDM调制为例，代表调制精度的EVM(误差向量量级)大到约10％，因此不适合获得高速数据发射。而且，下一个相邻信道的泄漏功率比大到约-30dB，不能满足上述的标准，其中，泄漏功率比能代表谱精度的一个方面。
作为对高频功率放大器的输入-输出特性进行分析的结果，已经发现，当偏置电压被改变时，输入与输出之间的相差波动相当大，而且输出调制波的相位偏离了期望值，因此在调制精度、频谱等方面有显著的退化。
【发明内容】
因此，本发明的目标之一就是提供的一种发射设备，这种发射设备，即使是使用偏置电压改变时输入与输出之间的相差波动相当大的高频功率放大器，也能够输出在调制精度、频谱等方面很少受到退化的调制波。
为了达到上述目标，根据本发明的第一种发射设备包括：产生调制信号的调制信号产生部分；响应于该调制信号而产生高频驱动信号的高频驱动部分；放大该高频驱动信号的高频功率放大器；检测该调制信号的幅度并根据检测到的幅度来改变该高频功率放大器的偏置电压的偏置驱动部分。高频功率放大器输出幅度和相位都变化的调制波。高频驱动部分包括幅-相(amplitude versus phase)功能部分，并向高频驱动信号提供一个相移，此相移与高频功率放大器的偏置电压随调制信号的幅度改变时发生的高频功率放大器的输入与输出之间的相移相反。
使用这种配置，使消除高频功率放大器的偏置电压改变时发生的高频功率放大器的输入与输出之间的相差波动成为可能，从而减少了包含在调制波里的相位误差。
根据本发明的第二种发射设备，其配置是在第一种发射设备中的高频驱动部分包括频率变换部分。使用这种配置，可以降低调制信号产生部分所产生的调制信号的频率和调制信号被输入到的各个部分中所使用的频率。
根据本发明的第三种发射设备包括：产生调制信号的调制信号产生部分；响应于该调制信号而产生高频驱动信号的高频驱动部分；放大该高频驱动信号的高频功率放大器；检测该调制信号的幅度并根据检测到的幅度来改变高频功率放大器的偏置电压的偏置驱动部分。该高频功率放大器输出幅度和相位都变化的调制波。偏置驱动部分包括幅-幅(amplitude versus amplitude)功能部分，并在一个预定范围内提供v值，此范围不包括零点且与a所能出现的值的全范围相关，其中a代表调制信号的幅度而v代表高频功率放大器的偏置电压。
使用这种配置，能够防止高频功率放大器的偏置电压被减小到接近于零的低电压，特别是当高频功率放大器的偏置电压较低时，偏置电压改变时，高频功率放大器的输入与输出之间的相差波动会很大，在这种高频功率放大器的情况下使用这种配置能够减小包含在调制波中的相位误差。进而，由于偏置电压不必被驱动到零，使得简化产生偏置电压的电压源的电路成为可能。例如，不需要提供负电源作为电压源的工作电压。
根据本发明的第四种发射设备，其配置是在第三种发射设备中的高频驱动部分包括频率变换部分。使用这种配置，能够降低调制信号产生部分所产生的调制信号的频率和此调制信号被输入到的各个部分中所使用的频率。
根据本发明的第五种发射设备，其配置是第三种发射设备中的幅-幅功能部分输出的值与它的输入信号和一个预定常量之和成比例。使用这种配置，能够通过简单电路来设计幅-幅功能部分。
根据本发明的第六种发射设备，其配置是在第三种发射设备中，当x比一预定值小时，将y相对于x的变化率设置得比一预定值小，其中x表示幅-幅功能部分的输入信号的绝对值而y表示幅-幅功能部分的输出信号的绝对值。使用这种配置，能够使幅度/相位幅度部分的输出波形平滑，从而能减小包括幅-幅功能部分的偏置驱动部分所需的频带。
根据本发明的第七种发射设备，其配置是第六种发射设备中的幅-幅功能部分输出的值与它的输入信号和一个预定正常量的平方和的平方根成比例。使用这种配置，用简单计算来代表幅-幅功能部分使得用简单电路来设计幅-幅功能部分成为可能。
本发明获得显著的效果，所提供发射设备，甚至在使用偏置电压改变时输入与输出之间的相差波动很大的高频功率放大器的情况下，也能够输出比较稳健的在调制精度、频谱等方面都很少经受退化的调制波，
【附图说明】
图1是一个电路框图，显示根据本发明实施例1的发射设备的配置示例；
图2是一个曲线图，显示高频功率放大器的特性示例；
图3是一个曲线图，显示幅-相功能部分的特性示例；
图4是一个曲线图，显示幅-幅功能部分的特性示例；
图5是一个曲线图，显示幅-幅功能部分的特性示例；
图6是一个电路框图，显示根据本发明实施例2的发射设备的配置示例；
图7是一个曲线图，显示幅-相功能部分的特性示例；
图8是一个电路框图，显示传统的发射设备的配置示例。
【具体实施方式】
以下，将参考附图来具体描述本发明的优选实施例。
实施例1
图1是一个电路框图，显示了根据本发明实施例1的发射设备的配置示例。此发射设备具有这样一个配置，其通过在基带或低频带产生调制信号然后执行频率变换，从而提供具有所需的中心频率的调制信号。如图1所示，发射设备包括：用于输出调制信号的调制信号产生部分1；用于接收两路分支调制信号中的一路的包络检测部分2；用于接收包络检测部分2的两路分支输出信号中的一路的复数表6；用于接收两路分支调制信号中的另一路和复数表6的输出信号的复数乘法器7；用于接收复数乘法器7的输出信号的正交调制器4；用于接收包络检测部分2的两路分支输出信号中的另一路的幅度变换表8；用于接收幅度变换表8的输出信号的电压源3；以及高频功率放大器5，其电源终端接收电压源3的输出电压，且其高频输入终端接收正交调制器4的输出信号。
包络检测部分2、复数表6和复数乘法器7对应于幅-相功能部分，而正交调制器4对应于频率变换部分。幅-相功能部分和频率变换部分对应于高频驱动部分。进一步，幅度变换表8对应于幅-幅功能部分，而幅-幅功能部分、包络检测部分2和电压源3对应于偏置驱动部分。
接下来，参考图1描述根据具有上述配置的此实施例的发射设备的工作。
调制信号产生部分1基于内部产生的数据或外部提供的数据来执行例如QAM或OFDM的调制，并输出由复包络代表的调制信号。包络检测部分2，通过确定代表调制信号的复包络绝对值，来输出幅度分量。复数表6预先存储一个值，该值用于补偿高频功率放大器5的输入与输出之间的相差波动，并根据包络检测部分2输出的幅度分量的值输出一个复数来补偿该相差变化。复数乘法器7对调制信号和补偿相位波动的复数进行复数乘法，从而输出相位补偿的调制信号。正交调制器4基于预定频率的正交载波(未示出)对相位补偿的调制信号做频率转换，并输出高频带调制信号。幅度变换表8将包络检测部分2输出的幅度分量变换为在不包括零的预定范围内的一个值。电压源3基于预定范围内的幅度分量产生偏置电压。高频功率放大器5由提供给电源终端的偏置电压来驱动，放大高频带调制信号，并输出幅度和相位都变化的高频带调制波。
由于高频驱动部分包括构成频率变换部分的正交调制器4，调制信号产生部分1和用于接收调制信号产生部分1的输出信号的那些部分不需要处理高频带信号。因此，有可能利用数字信号处理，并有可能防止因电路中的偏差而导致的调制波精度的退化。
以下，将具体描述由包络检测部分2、复数表6和复数乘法器7构成的幅-相功能部分的工作过程。
为了简单起见，所描述的示例与传统的配置一样，偏置驱动部分是由包络检测部分2和电压源3组成的，而不包括幅度变换表8。在图2所示的示例中，高频功率放大器的输入与输出之间的相差随偏置电压而变化。在图2中，相差随偏置电压变化了几十度(degrees)。换句话说，由于偏置电压随调制信号的幅度改变，高频功率放大器在调制信号上增加了几十度的额外的相位波动。相对于从包络检测部分2输出的幅度分量值的偏置电压值，可以通过电压源3的特性来获知，从而可以知道对应于幅度分量值的上述额外的相位波动。相对于额外的相位波动以相反方向做相位旋转的复数，被预先存储在复数表6中。然后，通过把这个根据幅度分量值输出的复数输入到复数乘法器7中，并用这个复数与调制信号相乘，来消除额外的相位波动。图3所示为存储在复数表6中的复数的示例。
下面，将具体描述配置成幅度变换表8的幅-幅功能部分的工作。
再次提及高频功率放大器的上述特性(图2)。如图2所示，当偏置电压接近零时，高频功率放大器常常会随偏置电压的改变在输入与输出之间的相差上表现出显著的波动。幅度变换表8把包络检测部分2输出的幅度分量值的范围变换到不包括零的范围内的值上。根据这个值，电压源3输出高于预定值的偏置电压。也就是说，高频功率放大器工作在输入与输出之间的相差波动适中的范围内，而且加在调制信号上的额外的相位波动变小。因此，应该通过幅-相功能部分来消除的相位波动变小。
这使得通过幅-相功能部分精确地消除额外的相位波动成为可能。或者，当应该消除的相位波动非常小时，还可以省略掉幅-相功能部分。而且，由于应该从电压源3输出的偏置电压不包括零，所以有可能简化电压源的电路。例如，不需要给电压源的工作电压提供负电源。此外，非零的偏置电压不会引起问题，因为通过把输入到高频功率放大器的高频带调制信号的幅度设置为零，就可以输出幅度能变化到零的调制波。
图4所示为一个由幅度变换表8构成的幅-幅功能部分的输入-输出特性的示例。如图4所示，幅度变换表8的示例中包括一种幅度变换表，它输出的值与输入信号和一个预定常量之和成比例。这种幅度变换表可由简单的电路构成。
如图5所示，幅度变换表8的示例中包括一种幅度变换表，其中在该幅度变换表中，当x比预定值小时，y相对于x的变化率比预定值小，其中x代表输入信号的绝对值而y代表输出信号的绝对值。幅度变换表可以具有如图5中线A所示的弯折线代表的特性，或者如图5中线B所示的曲线代表的特性。这里，x和y代表“绝对值”的原因是幅度变换表8的输入和输出可以是负极性，这决定于包络检测部分2或电压源3的特性。一般地，在OFDM调制波等的示例中，在调制信号的幅度较小的一段时间内，调制信号的幅度随时间的变化是显著的。通过执行如图5所示的变换，在调制信号的幅度较小的一段时间内(即在横轴值较小的一段时间内)，使得输出信号随时间的变化适中成为可能。因此，有可能抑制由电压源3产生的偏置电压中的高频分量，这样平滑了本该通过电路来获得的频率特性。
在可获得图5所示特性的幅度变换表8的示例中，包括幅度变换表，它输出的值与输入信号和预定的正常量的平方和的平方根成比例。通过用这种简单计算来代表幅度变换表8，有可能使用简单电路来构成幅度变换表8。
应该注意的是，在上述的本实施例中，偏置驱动部分和高频驱动部分中的一个或两个都可以包括幅度非线性补偿表，用来补偿偏置电压相对于输出电压的非线性，或补偿高频功率放大器的高频输入电压相对于输出电压的非线性。此表可以与幅度变换表8或复数表6合成一个单独的表。
实施例2
图6是一个电路框图，显示了根据本发明实施例2的发射设备的配置示例。该实施例2是实施例1的变型，其中通过在高频带中产生调制信号来获得调制波，而不需要执行频率变换。如图6所示，此发射设备包括：用于产生调制信号的调制信号产生部分21；用于接收两路分支调制信号中的一路的包络检测部分22；用于接收来自包络检测部分22的三路分支输出信号中的第一路的相位表23；用于接收两路分支调制信号中的另一路和相位表23的输出信号的相移器24；用于接收来自包络检测部分22的三路分支输出信号中的第二路的衰减量表25；用于接收移相器24的输出信号和衰减量表25的输出信号的衰减器26；用于接收来自包络检测部分22的三路分支输出信号中的第三路的幅度变换表8；用于接收幅度变换表8的输出信号的电压源3；以及高频功率放大器5，其电源终端用于接收电压源3的输出电压，且其高频输入终端用于接收衰减器26的输出信号。
包络检测部分22、相位表23和相移器24对应于幅-相功能部分。幅相功能部分、衰减量表25和衰减器26对应于高频驱动部分。进一步，幅度变换表8对应于幅-幅功能部分，而幅-幅功能部分、包络检测部分22和电压源3对应于偏置驱动部分。
接下来，参考图6描述根据本实施例的发射设备的工作。
调制信号产生部分21基于内部产生的数据或外部提供的数据来执行调制例如QAM或OFDM，并输出调制信号。包络检测部分22通过确定调制信号的包络来输出幅度分量。相位表23预先存储一个值来补偿高频功率放大器5的输入与输出之间的相差波动，并根据包络检测部分22输出的幅度分量值来输出一个相位来补偿相差变化。相移器24向调制信号提供一个相位用来补偿相差波动，从而输出相位补偿的调制信号。衰减量表25预先存储一个值来补偿高频功率放大器5的输入与输出之间的幅度上的非线性，并根据包络检测部分22输出的幅度分量值输出一个衰减量来补偿非线性。衰减器26给相位补偿的调制信号提供衰减量，从而输出相位和幅度补偿的调制信号。幅度变换表8把包络检测部分22输出的幅度分量变换到不包括零的预定范围内的值上。电压源3基于预定范围内的幅度分量来产生偏置电压。高频功率放大器5由提供给电源终端的偏置电压驱动，放大相位和幅度补偿的调制信号，并输出幅度和相位都变化的高频带调制波。
下面，将详细描述由包络检测部分22、相位表23和相移器24构成的幅-相功能部分的工作。
为了简单起见，所描述的示例与传统的配置一样，其中偏置驱动部分是由包络检测部分22和电压源3组成的，不包括幅度变换表8。图2所示的示例中，高频功率放大器的输入与输出之间的相差随着偏置电压而变化。在图2中，相差随偏置电压变化了几十度。也就是说，由于偏置电压随着调制信号的幅度改变，高频功率放大器5在调制信号上增加了几十度额外的相位波动。相对于包络检测部分22输出的幅度分量值的偏置电压值，能通过电压源3的特性来获知，从而可以获知幅度分量值引起的上述的额外的相位波动。一个与额外相位波动相反的相位被预先存储在相位表23中。然后，通过把根据幅度分量值输出的相位输入到相移器24中并对调制信号进行移相，可以消除额外的相位波动。图7所示为存储在相位表23中的相位的示例。
下面，将详细描述配置为幅度变换表8的幅-幅功能部分的工作。
再对高频功率放大器的上述特性(图2)做一下分析。如图2所示，当偏置电压接近零时，高频功率放大器常常会随偏置电压的改变在输入与输出之间的相差上表现出显著的变化。幅度变换表8把包络检测部分22输出的幅度分量的范围变换到不包括零的范围内的值上。根据这个值，电压源3输出比预定值高的偏置电压。也就是说，高频功率放大器5工作在一个输入与输出之间的相差波动比较适中的范围内，而且加在调制信号上的额外的相位波动变小。因此，应该通过幅-相功能部分消除的相位波动也变小。
这使得通过幅-相功能部分精确地消除额外的相位波动成为可能。或者，当应该被消除的相位波动非常小时，有可能省略掉幅-相功能部分。进而，由于应该从电压源3输出的偏置电压不包括零，简化电压源3的电路成为可能。例如，不需要给电压源3的工作电压提供负电源。此外，非零的偏置电压不会引起问题，因为通过把输入到高频功率放大器5的高频带调制信号的幅度设置为零，就可以输出幅度能变化到零的调制波。
图4所示为由幅度变换表8构成的幅-幅功能部分的输入-输出特性示例。如图4所示，幅度变换表8的示例中包括一种幅度变换表，它输出的值与输入信号和一个预定常量之和成比例。这种幅度变换表8可由简单的电路构成。
如图5所示，幅度变换表8的示例中还包括一种幅度变换表，其中当x比预定值小时，y相对于x的变化率比预定值小，其中x代表输入信号的绝对值而y代表输出信号的绝对值。幅度变换表可以具有如图5中线A所示的弯折线所代表的特性，或者如图5中线B所示的曲线所代表的特性。这里，x和y代表“绝对值”的原因是幅度变换表8的输入和输出可以是负极性，这决定于包络检测部分22或电压源3的特性。一般地，在OFDM调制波等的示例中，在调制信号的幅度较小的一段时间内，调制信号的幅度随时间的变化是显著的。通过执行如图5所示的变换，在调制信号的幅度较小的一段时间内(即在横轴值较小的一段时间内)，使得输出随时间的变化较为适中成为可能。因此，有可能抑制由电压源3产生的偏置电压中的高频分量，这样平滑了本该通过电路获得的频率特性。
能获得图5所示特性的幅度变换表8的示例中包括一种幅度变换表，它输出的值与输入信号和一个预定的正常量的平方和的平方根成比例。用这种简单计算来代表幅度变换表8，使得用简单电路来构成幅度变换表8成为可能。
应该注意的是，在上述的这个实施例中，偏置驱动部分可以包括幅度非线性补偿表，用来补偿偏置电压相对于高频功率放大器5的输出电压的非线性。此表可与幅度变换表8合成一个单独的表。
如上所述，根据本发明的发射设备所具有的优点是，能够输出在调制精度、频谱等方面都很少退化的调制波，甚至在使用高频功率放大器(其中，在该高频功率放大器中，当偏置电压改变时输入与输出之间的相差波动很大)的情况下也是如此。因此，本发明的发射设备可用于例如配备有发射设备(其能输出幅度和相位都变化的调制波)的无线LAN设备当中和发射站当中。
本发明能够以不偏离其本质或基本特性的其他形式来具体实施。本申请中所公开的实施例在各个方面是作为示例性的，而不是限制性的。本发明的范围由所附加的权利要求书来说明，不是由前面的描述来说明，并且所有落入本权利要求书等同物的范围和含义内的改变都将包括在其中。