电力转换装置.pdf

实施方式涉及的电力转换装置的控制部通过接通、断开第一开关元件，使斩波器部生成绝对值高于直流电源的电压的部分的交流电压波形，并使逆变器部生成绝对值低于直流电源的电压的部分的交流电压波形，从而从逆变器部输出交流电压，其中，所述斩波器部使从直流电源供给的电力从电感器经由二极管而积蓄在电容器中。控制部使与二极管反向并联连接的第二开关元件和第一开关元件交替地接通。

权利要求书1.  一种电力转换装置，其特征在于，具备：斩波器部，其具有第一开关元件、电感器、二极管以及电容器，并通过所述第一开关元件的接通、断开，使从直流电源供给的电力从所述电感器经由所述二极管而积蓄在所述电容器中；逆变器部，其与所述斩波器部的输出连接；第二开关元件，其与所述二极管反向并联连接；以及控制部，其对所述斩波器部进行控制而生成绝对值高于所述直流电源的电压的部分的交流电压波形，并对所述逆变器部进行控制而生成绝对值低于所述直流电源的电压的部分的交流电压波形，从而从所述逆变器部输出交流电压，所述控制部在对所述斩波器部进行控制而生成绝对值高于所述直流电源的电压的部分的交流电压波形的期间内，交替地接通所述第一开关元件及所述第二开关元件。2.  根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，所述控制部在对所述逆变器部进行控制而生成绝对值低于所述直流电源的电压的部分的交流电压波形的期间内，接通所述第二开关元件。3.  根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于，所述控制部在停止从所述逆变器部输出交流电压的情况下，接通所述第二开关元件。4.  根据权利要求3所述的电力转换装置，其特征在于，所述电力转换装置具备对从所述逆变器部输出的交流电流进行检测的电流检测部，所述控制部在从所述逆变器部输出的交流电流为规定值以上的情况下，停止从所述逆变器部输出交流电压。5.  根据权利要求2至4中任一项所述的电力转换装置，其特征在于，所述第二开关元件是FET。

说明书电力转换装置
技术领域
本发明涉及电力转换装置。
背景技术
以往，作为生成比供给的直流电压更高的交流电压而进行输出的装置，已知一种对斩波器部和逆变器部进行组合的电力转换装置。
例如，在专利文献1中记载的电力转换装置中，控制部进行如下控制：利用逆变器部对由斩波器部进行升压的直流电压进行PWM控制从而转换成交流电压，并向交流电动机进行输出。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第4142879号公报
发明内容
本发明要解决的问题
然而，在以往的电力转换装置中，由于利用逆变器部对由斩波器部进行升压的直流电压进行PWM控制从而转换成交流电压，故在电力转换效率方面存在问题。
本发明的实施方式的一个方案的目的在于，提供能够提高电力转换效率并同时精度良好地进行从直流电压向交流电压的电力转换的电力转换装置。
用于解决问题的技术方案
实施方式的一个技术方案涉及的电力转换装置具备：斩波器部，其具有第一开关元件、电感器、二极管以及电容器；逆变器部；第二开关元件；以及控制部。斩波器部通过所述第一开关元件的接通、断开，使从直流电源供给的电 力从所述电感器经由所述二极管而积蓄在所述电容器中。逆变器部与所述斩波器部的输出连接。第二开关元件与所述二极管反向并联连接。控制部对所述斩波器部进行控制而生成绝对值高于所述直流电源的电压的部分的交流电压波形，并对所述逆变器部进行控制而生成绝对值低于所述直流电源的电压的部分的交流电压波形，从而从所述逆变器部输出交流电压。并且，所述控制部在对所述斩波器部进行控制而生成绝对值高于所述直流电源的电压的部分的交流电压波形的期间内，交替地接通所述第一开关元件及所述第二开关元件。
附图说明
图1是表示实施方式涉及的电力转换装置的结构的图。
图2是表示实施方式涉及的斩波电压的波形的图。
图3是表示实施方式涉及的输出电压的波形的图。
图4是表示实施方式涉及的电力转换装置进行的正常时运转的动作的图。
图5是表示实施方式涉及的电力转换装置进行的应急时运转的动作的图。
具体实施方式
以下参照附图，对本申请公开的电力转换装置的实施方式进行详细的说明。此外，本发明不限于以下所示的实施方式。
图1是表示实施方式涉及的电力转换装置1的结构的图。如图1所示，电力转换装置1具备斩波器部2、逆变器部3、以及控制部5。
控制部5通过对斩波器部2进行控制，从而对直流电源的电压(以下，记载为“电源电压Vin”)进行升压，并生成绝对值高于电源电压Vin的部分的交流电压波形。另外，控制部5通过对逆变器部3进行控制，从而生成绝对值低于经由斩波器部2输入的电源电压Vin的部分的交流电压波形。控制部5通过该控制将电源电压Vin向交流的输出电压Vout转换，并从逆变器部3输出。
在该控制部5中，在由逆变器部3生成绝对值低于电源电压Vin的部分的交流电压波形的期间内，从斩波器部2向逆变器部3原样输入电源电压Vin。因此， 与利用逆变器部3将由斩波器部2进行升压的直流电压转换成交流电压的情况相比，降低逆变器部3中的开关损失。并且，由于在斩波控制中不进行逆变器部3的开关控制，因此，还降低逆变器部3的开关损失。
另外，在由逆变器部3生成绝对值低于电源电压Vin的部分的交流电压波形的期间内，不进行斩波器部2的开关控制。因此，与在斩波器部2中始终进行开关而向逆变器部3输出恒定的直流电压、并通过逆变器部3的开关而生成交流电压波形的整体的情况相比，能够降低斩波器部2的开关次数。因而，还降低斩波器部2的开关损失。
但是，在电力转换装置1中，在由斩波器部2生成绝对值高于电源电压Vin的部分的交流电流波形的期间内，有时变成低负载状态、无负载状态。在该情况下，例如，如果由斩波器部2单纯地对电源电压Vin进行升压而生成交流电压波形，则升压后的电力没有被负载消耗，往往降低交流电压波形的生成精度。
于是，在电力转换装置1中构成为，即使在变成低负载状态、无负载状态的情况下，也抑制交流波形的生成精度的降低。以下，对电力转换装置1进行具体的说明。
如图1所示，斩波器部2具备相对于直流电源串联连接的电感器L1及开关元件SWa(相当于第一开关元件的一例)。此外，保护二极管D1与开关元件SWa反向并联连接。
另外，斩波器部2具备：二极管D2，其阳极连接在电感器L1和开关元件SWa的一端之间；开关元件SWb(相当于第二开关元件的一例)，其与二极管D2反向并联连接；以及电容器C1，其连接在二极管D2的阴极和开关元件SWa的另一端之间。
此外，斩波器部2的结构不限于图1所示的结构，只要是具备阳极与电感器L1侧连接并且阴极与电容器C1侧连接的二极管D2、和与二极管D2反向并联连接的开关元件SWb的结构，其他结构也可以是任意的结构。
逆变器部3与斩波器部2的输出连接。逆变器部3具备：被全桥接而成的四个开关元件SW1、SW2、SW3、SW4；以及分别与各开关元件SW1、SW2、 SW3、SW4反向并联连接各一个的四个反馈二极管D3、D4、D5、D6。
该逆变器部3的输出与滤波器部4连接，并将从斩波器部2输出的电压(以下，记载为“斩波电压Vbst”)转换成交流的输出电压Vout，从而向与滤波器部4的输出侧连接的负载(未图示)进行输出。此外，滤波器部4具备两个电感器L2、L3和电容器C3，并对从逆变器部3输出的脉冲电压进行平滑化，从而将其形成为交流的输出电压Vout。
对斩波器部2及逆变器部3进行控制的控制部5通过接通、断开斩波器部2的开关元件SWa，使从直流电源供给的电力从电感器L1经由二极管D2而积蓄在电容器C1中。通过该开关，斩波电压Vbst变得高于电源电压Vin。此外，从直流电源向斩波器部2供给的电压通过电容器C2被进行平滑化。
控制部5在对斩波器部2进行控制从而生成绝对值高于电源电压Vin的部分的交流电压波形的期间内，交替地接通开关元件SWa及开关元件SWb。由此，在电力转换装置1中，即使在生成绝对值高于电源电压Vin的部分的交流电压波形的期间内变成低负载状态、无负载状态，也能够经由开关元件SWb及电感器L1向直流电源侧释放出斩波电压Vbst不必要地变高的电容器C1的电荷。
因而，根据电力转换装置1，即使在生成绝对值高于电源电压Vin的部分的交流电压波形的期间内变成低负载状态、无负载状态，也能够抑制交流电压波形的生成精度降低的情况。
另外，控制部5在对逆变器部3进行控制从而生成绝对值低于电源电压Vin的部分的交流电压波形的期间内，也进行接通开关元件SWb的控制。由此，电力转换装置1能够进一步提高电力转换效率。
具体而言，控制部5在利用逆变器部3生成绝对值低于电源电压Vin的部分的交流电压波形的期间内，停止对于斩波器部2的开关控制，从而将斩波电压Vbst维持成电源电压Vin。此时，在断开开关元件SWb的情况下，由于电源电压Vin经由二极管D2向逆变器部3进行输出，因此，在二极管D2中产生电力损失。
于是，控制部5在由逆变器部3生成绝对值低于电源电压Vin的部分的交流 电压波形的期间内，将与二极管D2相比电力损失较少的开关元件SWb接通，并经由开关元件SWb向逆变器部3输出电源电压Vin。由此，在电力转换装置1中，与经由二极管D2向逆变器部3输出电源电压Vin的情况相比，能够进一步提高电力转换效率。
在此，参照图2～图4，进一步详细地说明该电力转换装置1的动作的一例。图2是表示实施方式涉及的斩波电压Vbst的波形的图，图3是表示实施方式涉及的输出电压Vout的波形的图。另外，图4是表示由实施方式涉及的电力转换装置1进行的正常时运转的动作的图。
在此，图2～图4所示的斩波器部开关期间是通过交替地接通斩波器部2中的两个开关元件SWa、SWb从而使斩波器部2生成高于电源电压Vin的部分的交流电压波形的期间。
另一方面，图2～图4所示的逆变器部开关期间是使斩波器部2中的开关元件SWa维持断开的状态并使开关元件SWb维持接通的状态、并且对逆变器部3进行控制从而生成低于电源电压Vin的部分的交流电压波形的期间。
另外，图4所示的正弦波是从外部向控制部5输入的输出电压指令Vout*。另外，图4所示的驱动信号Sb、Sa、S1、S2、S3、S4是从控制部5分别向各开关元件SWb、SWa、SW1、SW2、SW3、SW4输出的信号。
如图4所示，在斩波器部2中，在输出电压指令Vout*的绝对值高于电源电压Vin的期间内(以下，记载为“斩波器部开关期间”)，交替地接通开关元件SWa、SWb。此时，控制部5向开关元件SWa输出占空比成为(Vout*－Vin)/Vout*的驱动信号Sa。
另外，控制部5在输出电压指令Vout*的值高于电源电压Vin的斩波器部开关期间内，使开关元件SW1、SW4维持成接通的状态，并使开关元件SW2、SW3维持成断开的状态。另外，在输出电压指令Vout*的正负颠倒值高于电源电压Vin的斩波器部开关期间内，使开关元件SW2、SW3维持成接通的状态，并使开关元件SW1、SW4维持成断开的状态。由此，如图2所示，斩波电压Vbst的波形在斩波器部开关期间内变成绝对值高于电源电压Vin的部分的交流电压波形。
在此，在斩波器部开关期间内，有时变成负载非常低的低负载状态、无负载状态。在该情况下，如果没有设置实施方式的斩波器部2中的开关元件SWb(参照图1)，则积蓄在电容器C1中的电荷没有被负载消耗，而导致多余的电荷残留在电容器C1中。
在该情况下，例如，如图2用单点划线所示，斩波电压Vbst变得高于沿着用实线所示的输出电压指令Vout*的所期望的交流电压波形。并且，在对由如此不必要地高的斩波电压Vbst生成的交流电压波形、和由逆变器部3生成的交流电压波形进行合成的情况下，在合成部分产生阶梯差从而不能顺利地进行合成，降低输出电压Vout的精度。
于是，在电力转换装置1中构成为，在斩波器部2设置开关元件SWb，并在斩波器部开关期间内断开斩波器部2的开关元件SWa并且接通开关元件SWb。由此，能够在负载变成低负载状态、无负载状态的情况下，经由斩波器部2的开关元件SWb及电感器L1向直流电源侧的电容器C2释放出成为了不必要地高的斩波电压Vbst的电容器C1的电荷。
由此，在电力转换装置1中，能够在斩波器部开关期间内生成如在图2中用实线表示的所期望的交流电压波形。因而，根据电力转换装置1，能够提高电力转换效率，并能够精度良好地进行从直流电压向交流电压的电力转换。
另一方面，如图4所示，在作为斩波器部开关期间以外的期间的逆变器部开关期间内，控制部5断开斩波器部2的开关元件SWa，并接通开关元件SWb。
然后，控制部5在逆变器部开关期间内，通过对逆变器部3的各开关元件SW1、SW2、SW3、SW4进行在直流交流转换中通常使用的PWM控制(参照图4)，从而生成绝对值低于电源电压Vin的部分的交流电压波形。此外，图4所示的逆变器部3的PWM控制是一个例子，而并不限于此。
并且，在电力转换装置1中，如图3所示，对由逆变器部3生成的绝对值低于电源电压Vin的部分的交流电压波形、和由斩波器部2生成的绝对值高于电源电压Vin的部分的交流电压波形进行合成，从而生成输出电压Vout的电压波形。
如此，在电力转换装置1中，在逆变器部开关期间内，在停止了对于斩波器部2的开关控制的状态下，由逆变器部3来生成绝对值低于电源电压Vin的部分的交流电压波形。
由此，在实施方式涉及的电力转换装置1中，与一边在斩波器部中始终进行开关而输出恒定的直流电压一边利用逆变器部的开关来生成交流电压波形的整体的情况相比，能够降低斩波器部2的开关次数。因而，根据实施方式涉及的电力转换装置1，能够降低斩波器部2中的开关损失。并且，由于在斩波控制中不进行逆变器部3的开关控制，因此，还降低逆变器部3的开关损失。
另外，在电力转换装置1中，在由逆变器部3来生成绝对值低于电源电压Vin的部分的交流电压波形的期间内，接通斩波器部2的开关元件SWb。由此，在电力转换装置1中，在生成低于电源电压Vin的部分的交流电压波形的期间内，能够不经由二极管D2而是经由开关元件SWb向逆变器部3输出电源电压Vin。
如此，在电力转换装置1中，在生成绝对值低于电源电压Vin的部分的交流电压波形的期间内，由于经由与二极管D2相比电力损失较小的开关元件SWb而向逆变器部3提供电源电压Vin，因此，能够进一步提高电力转换效率。
在此，返回图1继续说明电力转换装置1具备的其它的结构要素。另外，在下面，结合图5进行参照，对与电力转换装置1具备的其它的结构要素相关联地进行的电力转换装置1的动作的一例进行说明。图5是表示实施方式涉及的电力转换装置1所进行的应急时运转的动作的图。
设置在图1所示的滤波器部4的输出侧的电流检测部6对从电力转换装置1向负载供给的交流电流的电流值进行检测，并向过电流检验部7进行输出。电流检测部6例如是利用了作为磁电转换元件的霍尔元件的电流传感器。
过电流检验部7是如下处理部：对从电流检测部6输入的电流值和规定的阈值进行比较，并在从电流检测部6输入的电流值超过了阈值的期间内，向控制部5输出高电平的过电流检验信号Sd。
此外，过电流检验部7在从电流检测部6输入的电流值未超过阈值的期间 内，向控制部5输出低电平的过电流检验信号Sd。另外，电压检测部8是对斩波电压Vbst的电压值进行检测从而向控制部5进行输出的电路元件。
并且，控制部5在从过电流检验部7输入了高电平的过电流检验信号Sd的情况下，通过停止由电力转换装置1进行的向负载的电力供给，防止负载及电力转换装置1的损坏。
例如，如图5所示，控制部5在时刻T下由过电流检验部7检验出过电流之前的期间内，与图4所示的动作同样地进行正常时运转。并且，控制部5在时刻T下由过电流检验部7检验出过电流的情况下，断开所有的开关元件SWa、SWb、SW1、SW2、SW3、SW4，并停止向电动机供给过电流。由此，由于停止了向电动机的过电流的供给，因此，能够防止由过电流引起的电动机的损坏。另外，还能够防止由过电流引起的逆变器部3的损坏。
此时，由于断开所有的开关元件SWa、SWb、SW1、SW2、SW3、SW4，因此，积蓄在滤波器部4的电感器L2、L3及电动机的电感器中的能量经由反馈二极管D3、D4、D5、D6而输入到斩波器部2。并且，该能量积蓄在电容器C1中，有时斩波电压Vbst异常上升。该斩波电压Vbst的异常上升成为电力转换装置1损坏的原因。
于是，控制部5在时刻T1下斩波电压Vbst到达了规定的阈值Th的情况下，接通斩波器部2的开关元件SWb。由此，在电力转换装置1中，由于能够使异常上升的斩波电压Vbst降低到电源电压Vin为止，因此，能够防止由过电流引起的损坏。
另外，在作为实施方式涉及的电力转换装置1中使用的开关元件SWb而使用FET(Field Effect Transistor：场效应晶体管)等单极性器件的情况下，在生成绝对值低于电源电压Vin的部分的交流电压波形的期间内，能够经由与二极管D2相比电力损失较小的开关元件SWb而向逆变器部3提供电源电压Vin，因此，减少损失的效果更大。
如此，能够提供在面向交流电动机、功率调节器的适应中重要的、使较高的电力转换效率和电力转换精度共存的电力转换装置。
对于本领域技术人员能够容易地导出进一步的效果和变形例。因而，本发明的更广泛的方式不限于以上所述并记述的特定的详细内容以及代表性的实施方式。因此，在不脱离所附的权利要求书及其等同物所定义的总的发明概念的精神或范围，能够进行各种各样的改变。
附图标记说明
1：电力转换装置，2：斩波器部，3：逆变器部，4：滤波器部，5：控制部，6：电流检测部，7：过电流检验部，8：电压检测部，SWa、SWb、SW1、SW2、SW3、SW4：开关元件，Sb、Sb、S1、S2、S3、S4：驱动信号，Sd：过电流检验信号，Vin：电源电压，Vbst：斩波电压，Vout：输出电压，Vout*：输出电压指令。