用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置及方法.pdf

本发明公开了一种用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置及方法，首先对相邻两次时域信道冲激响应的模值进行循环卷积运算，然后查找循环卷积结果的最大值的位置，并根据循环卷积结果的最大值位置估算采样频率偏差，能够在复杂信道环境下鲁棒地估计采样频率偏差。特别对于像CMMB这样的OFDM系统，还可以复用硬件资源，从而降低了实现复杂度，减少了芯片面积，降低实现成本。

权利要求书1.  一种用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置，其特征在于，首先对 相邻两次时域信道冲激响应的模值进行循环卷积运算，然后查找循环卷积结果的最大值 的位置，并根据循环卷积结果的最大值位置估算采样频率偏差。 2.  根据权利要求1所述的用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置，其 特征在于， 用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置，包括第一FFT模块、第二FFT 模块、倒序操作模块、乘法器、IFFT模块、查找最大值模块； 所述第一FFT模块，用于对相邻两次信道时域冲激响应模值中的一个|h1(i)|，进 行快速傅立叶变换，输出记为C1(i)，i=0,1...N-1,N为快速傅立叶变换点数； 所述倒序操作模块，用于对相邻两次信道时域冲激响应模值中的另一个|h2(i)|， 经过倒序后输出，输出记为|h2(N-1-i)|； 所述第二FFT模块，用于对所述倒序操作模块的输出|h2(N-1-i)|，进行快速傅立 叶变换，输出记为C2(i)； 所述乘法器，用于将所述第一FFT模块的输出C1(i)和第二FFT模块的输出C2(i) 相乘，输出记为C1(i)*C2(i)； 所述IFFT模块，用于将所述乘法器输出的计算结果C1(i)*C2(i)，进行快速逆傅立 叶变换，输出记为|h3(i)|； 所述查找最大值模块，用于根据所述IFFT模块的输出|h3(i)|中最大值的位置，估 算采样频率偏差。 3.  根据权利要求2所述的用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置，其 特征在于， 所述查找最大值模块，根据所述IFFT模块的输出|h3(i)|中的最大值的位置比预期 值偏移的提前还是滞后，判断采样频率是偏大还是偏小；根据偏移的大小，估算出采样 频率偏差的具体数值。 4.  根据权利要求2或3所述的用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置， 其特征在于， 应用于CMMB接收系统，快速傅立叶变换点数N为2048。 5.  一种用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的方法，其特征在于，首先对 相邻两次时域信道冲激响应的模值进行循环卷积运算，然后查找循环卷积结果的最大值 位置，并根据循环卷积结果的最大值位置估算采样频率偏差。 6.  根据权利要求5所述的用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的方法，其 特征在于，包括以下步骤： 一、获取相邻两次信道时域冲激响应模值，记为|h1(i)|和|h2(i)|,其中 i=0,1...N-1,N为快速傅立叶变换点数； 二、将|h2(i)|进行倒序操作后输出，即按照|h2(N-1-i)|输出，i=0,1...N-1； 三、将|h1(i)|和|h2(N-1-i)|分别作N点快速傅立叶变换操作，得到C1(i)和C2(i)， i=0,1...N-1； 四、对每个i，i=0,1...N-1，将C1(i)和C2(i)相乘； 五、对步骤四中C1(i)和C2(i)相乘的结果再进行N点快速逆傅立叶变换操作，获 得|h3(i)|； 六、查找|h3(i)|中最大值的位置，以此作为参考来估算采样频率偏差。 7.  根据权利要求6所述的用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的方法，其 特征在于， 步骤六中，根据|h3(i)|中最大值的位置比预期值偏移的提前还是滞后，判断采样 频率是偏大还是偏小；根据偏移的大小，估算出采样频率偏差的具体数值。 8.  根据权利要求6或7所述的用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的方法， 其特征在于， 应用于CMMB接收系统，快速傅立叶变换点数N为2048。

说明书用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置及方法
技术领域
本发明涉及数字通信技术，特别是涉及一种用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率 偏差的装置及方法。
背景技术
采样频偏是指接收机的时钟与发射机时钟频率的偏差。通常是由接收机中所使用的 晶体震荡器谐振频率不准确造成的。采样频偏的存在会影响接收机的性能，严重时甚至 会导致无法工作。另一方面，晶体震荡器谐振频率的准确程度和晶体的加工精度有关， 频率准确度要求越高对晶体加工精度越高，由此带来的是高昂的成本。因此实际终端设 备通常采用较为低廉的加工精度不高的晶体，从而降低芯片外的BOM(物料清单)成本， 但这样对终端设备的采样频偏纠正能力提出了较高的要求。
通常，有两种处理方式：
1）可根据相邻两次时域信道冲激响应的模值(可以通过前导序列粗信道估计获得), 取最强径位置的偏移量来估计采样频偏，如图1所示。根据偏移的方向(是提前还是滞 后)可以知道采样频率是偏大还是偏小；根据偏移量的大小可以估算出采样频率偏差的 具体数值。
但是，由于地面无线传输环境复杂多变（尤其是在城市中），特别是在CMMB(China  Mobile Multimedia Broadcasting，中国移动多媒体广播电视系统）中，因为采用SFN(单 频网)方式布网，接收机可能同时接收到来自多个强度接近的发射站或转发站的信号， 如图2所示。此外，对于像CMMB这样的移动通信接收系统，信道会随时间变化，因此 相邻两次时域信道冲激响应也有可能发生最强径位置的变化，如图3所示。在这些复杂 信道环境下，如果仍采用最强径位置，会把信道自身的最强径位置的变化误认为是采样 频率偏差所致，造成采样频率偏差估计错误，使得整个接收机无法正常工作。
2）若系统为同源钟，即发端和收端的AD器件的采样钟和LO（本振）信号都来自于 同一晶振源的倍频，则可以根据数据获取的载波频偏来获取采样频偏。
地面广播系统，目前绝大多数，RF Tuner都是有独立时钟的（如Sharp CAN tuner为 4MHz晶体），即为非同源钟。
这就需要一种能在复杂信道环境下鲁棒地估计采样频率偏差的装置。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，能够在复杂信道环境下鲁棒地估计采样频率偏差。
为解决上述技术问题，本发明提供的用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的 装置，其首先对相邻两次时域信道冲激响应的模值进行循环卷积运算，然后查找循环卷 积结果的最大值的位置，并根据循环卷积结果的最大值位置估算采样频率偏差。
较佳的，用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置，包括第一FFT模块、 第二FFT模块、倒序操作模块、乘法器、IFFT模块、查找最大值模块；
所述第一FFT模块，用于对相邻两次信道时域冲激响应模值中的一个|h1(i)|，进行 快速傅立叶变换，输出记为C1(i)，i=0,1...N-1,N为快速傅立叶变换点数；
所述倒序操作模块，用于对相邻两次信道时域冲激响应模值中的另一个|h2(i)|，经 过倒序后输出，输出记为|h2(N-1-i)|；
所述第二FFT模块，用于对所述倒序操作模块的输出|h2(N-1-i)|，进行快速傅立叶 变换，输出记为C2(i)；
所述乘法器，用于将所述第一FFT模块的输出C1(i)和第二FFT模块的输出C2(i) 相乘，输出记为C1(i)*C2(i)；
所述IFFT模块，用于将所述乘法器输出的计算结果C1(i)*C2(i)，进行快速逆傅立 叶变换，输出记为|h3(i)|；
所述查找最大值模块，用于根据所述IFFT模块的输出|h3(i)|中最大值的位置，估 算采样频率偏差。
较佳的，所述查找最大值模块，根据所述IFFT模块的输出|h3(i)|中的最大值的位 置比预期值偏移的提前还是滞后，判断采样频率是偏大还是偏小；根据偏移的大小，估 算出采样频率偏差的具体数值。
较佳的，所述的用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置，应用于CMMB 接收系统，信道时域冲激响应的长度N为2048。
为解决上述技术问题，本发明提供的用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的 方法，首先对相邻两次时域信道冲激响应的模值进行循环卷积运算，然后查找循环卷积 结果的最大值位置，并根据循环卷积结果的最大值位置估算采样频率偏差。
较佳的，所述用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的方法，包括以下步骤：
一、获取相邻两次信道时域冲激响应模值，记为|h1(i)|和|h2(i)|,其中 i=0,1...N-1,N为快速傅立叶变换点数；
二、将|h2(i)|进行倒序操作后输出，即按照|h2(N-1-i)|输出，i=0,1...N-1；
三、将|h1(i)|和|h2(N-1-i)|分别作N点快速傅立叶变换操作，得到C1(i)和C2(i)， i=0,1...N-1；
四、对每个i，i=0,1...N-1，将C1(i)和C2(i)相乘；
五、对步骤四中C1(i)和C2(i)相乘的结果再进行N点快速逆傅立叶变换操作，获 得|h3(i)|；
六、查找|h3(i)|中最大值的位置，以此作为参考来估算采样频率偏差。
较佳的，步骤六中，根据|h3(i)|中最大值的位置比预期值偏移的提前还是滞后，判 断采样频率是偏大还是偏小；根据偏移的大小，估算出采样频率偏差的具体数值。
较佳的，所述的用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的方法，应用于CMMB 接收系统，信道时域冲激响应的长度N为2048。
本发明的用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置及方法，首先对相邻两 次时域信道冲激响应的模值进行循环卷积运算，然后查找循环卷积结果的最大值位置， 并以此估计采样频偏，能够在复杂信道环境下鲁棒地估计采样频率偏差，特别对于像 CMMB（China Mobile Multimedia Broadcasting，中国移动多媒体广播电视系统）这样 的OFDM系统，IFFT模块和FFT模块还用于OFDM符号的解调，因此可以复用硬件资源， 从而降低了实现复杂度，减少了芯片面积，降低实现成本。
附图说明
为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面对本发明所需要使用的附图作简单的介 绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术 人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是普通信道环境下取最强径位置的偏移量来估计采样频偏示意图；
图2是同时接收到来自多个强度接近的信号示意图；
图3是相邻两次时域信道冲激响应发生最强径位置的变化示意图；
图4是本发明的用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置一实施例示意 图；
图5是本发明的用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置应用于CMMB的示 意图。
具体实施方式
下面将结合附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的 实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领 域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发 明保护的范围。
实施例一
用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置，首先对相邻两次时域信道冲激 响应的模值进行循环卷积运算，然后查找循环卷积结果的最大值的位置，并根据循环卷 积结果的最大值位置估算采样频率偏差。
较佳的，用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置，如图4所示，包括： 第一FFT(快速傅立叶变换)模块、第二FFT模块、倒序操作模块、乘法器、IFFT(快速逆 傅立叶变换)模块、查找最大值模块。
所述第一FFT模块，用于对相邻两次信道时域冲激响应模值中的一个|h1(i)|，进行 快速傅立叶变换，输出记为C1(i)，i=0,1...N-1,N为快速傅立叶变换点数；
所述倒序操作模块，用于对相邻两次信道时域冲激响应模值中的另一个|h2(i)|，经 过倒序后输出，输出记为|h2(N-1-i)|；
所述第二FFT模块，用于对所述倒序操作模块的输出|h2(N-1-i)|，进行快速傅立叶 变换，输出记为C2(i)；
所述乘法器，用于将所述第一FFT模块的输出C1(i)和第二FFT模块的输出C2(i) 相乘，输出记为C1(i)*C2(i)；
所述IFFT模块，用于将所述乘法器输出的计算结果C1(i)*C2(i)，进行快速逆傅立 叶变换，输出记为|h3(i)|；
所述查找最大值模块，用于根据所述IFFT模块的输出|h3(i)|中最大值的位置，估 算采样频率偏差。
较佳的，所述查找最大值模块，根据所述IFFT模块的输出|h3(i)|中的最大值的位 置比预期值偏移的方向（提前还是滞后），判断采样频率是偏大还是偏小；根据偏移的 大小，估算出采样频率偏差的具体数值。
较佳的，如图5所示，用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置，应用于 CMMB接收系统，信道时域冲激响应的长度N为2048。
实施例一的用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的装置，首先对相邻两次时 域信道冲激响应的模值进行循环卷积运算，然后查找循环卷积结果的最大值位置，并以 此估计采样频偏，能够在复杂信道环境下鲁棒地估计采样频率偏差，特别对于像CMMB （China Mobile Multimedia Broadcasting，中国移动多媒体广播电视系统）这样的OFDM 系统，IFFT模块和FFT模块还用于OFDM符号的解调，因此可以复用硬件资源，从而降 低了实现复杂度，减少了芯片面积，降低实现成本。
实施例二
用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的方法，首先对相邻两次时域信道冲激 响应的模值进行循环卷积运算，然后查找循环卷积结果的最大值位置，并根据循环卷积 结果的最大值位置估算采样频率偏差。
较佳的，用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的方法，包括以下步骤：
一、获取相邻两次信道时域冲激响应模值，记为|h1(i)|和|h2(i)|,其中 i=0,1...N-1,N为快速傅立叶变换点数；
二、将|h2(i)|进行倒序操作后输出，即按照|h2(N-1-i)|输出，i=0,1...N-1；
三、将|h1(i)|和|h2(N-1-i)|分别作N点快速傅立叶变换操作，得到C1(i)和C2(i)， i=0,1...N-1；
四、对每个i，i=0,1...N-1，将C1(i)和C2(i)相乘；
五、对步骤四中C1(i)和C2(i)相乘的结果再进行N点快速逆傅立叶变换操作，获 得|h3(i)|；
六、查找|h3(i)|中最大值的位置，以此作为参考来估算采样频率偏差。
较佳的，步骤六中，根据|h3(i)|中最大值的位置比预期值偏移的方向（提前还是滞 后），判断采样频率是偏大还是偏小；根据偏移的大小，估算出采样频率偏差的具体数 值。
较佳的，用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的方法，应用于CMMB接收系统， 对于CMMB接收系统，信道时域冲激响应的长度N为2048，信道时域冲激响应可以通过 每个时隙开头的同步序列获得，信道时域冲激响应模值共有2048个值，即|h1(i)| (i=0,1,2...2047)。在CMMB系统中，整个过程如下：
（一）、获取相邻两次信道时域冲激响应模值，记为|h1(i)|和|h2(i)|,其中 i=0,1...2047；
（二）、将|h2(i)|进行倒序操作（即交换输出顺序）后输出，即按照 |h2(2047-i)|,i=0,1...2047输出；
（三）、将|h1(i)|和|h2(2047-i)|分别作2048点FFT（快速傅立叶变换）操作， 得到C1(i)和C2(i)，i=0,1...2047；
（四）、对每个i，i=0,1...2047，将C1(i)和C2(i)相乘;
（五）、对步骤（四）中C1(i)和C2(i)相乘的结果再进行2048点IFFT（快速逆傅 立叶变换）操作，获得|h3(i)|;
（六）、查找|h3(i)|中最大值的位置，以此作为参考来估算采样频率偏差。
较佳的，步骤（六）中，根据所述IFFT模块的输出|h3(i)|中的最大值的位置比预 期值偏移的方向（提前还是滞后），判断采样频率是偏大还是偏小；根据偏移的大小， 估算出采样频率偏差的具体数值。
较佳的，用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的方法，应用于CMMB接收系统， 信道时域冲激响应的长度N为2048。
实施例二的用于复杂信道环境下鲁棒估计采样频率偏差的方法，首先对相邻两次时 域信道冲激响应的模值进行循环卷积运算，然后查找循环卷积结果的最大值位置，并以 此估计采样频偏，能够在复杂信道环境下鲁棒地估计采样频率偏差，特别对于像CMMB （China Mobile Multimedia Broadcasting，中国移动多媒体广播电视系统）这样的OFDM 系统，IFFT模块和FFT模块还用于OFDM符号的解调，因此可以复用硬件资源，从而降 低了实现复杂度，减少了芯片面积，降低实现成本。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神 和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明保护的范围之内。