用于电子镇流器的单向转换限流截止电路的方法和装置.pdf

一种灯变换器电路(A)包括将母线电压信号(11)转换成交流信号的转换部分。输入部分接收母线电压信号，谐振负载部分(70，72)驱动灯(12)。预热部分(16)在点火之前加热灯(12)，而在灯(12)点火之后自动撤销。启动灯(12)的方法包括：接收母线电压信号；将母线电压信号转换成交流信号；预热灯(12)到点火温度；点火灯(12)；以及在灯已点火后停止预热。辅助灯(120)的点火方法包括在灯镇流器电路中检测主灯(12)的导通状态，所述检测由控制主灯(12)预热的开关(94)进行。检测主灯(12)的整体状态，如果主灯失效，则电流从主灯(12)转换到辅助灯(120)。

1.  一种灯变换器电路(10)，它包括：
转换部分(20、22)，它将母线电压信号转换成交流信号；
输入部分，它接收所述母线电压信号；
谐振负载部分(70，72)，用于驱动灯(12)；以及
预热部分(16)，它执行以下操作：
在所述灯(12)点火之前加热所述灯(12)，以及
在所述灯(12)点火之后自动停止工作。

2.  如权利要求1所述的灯变换器电路(10)，其特征在于：所述阴极预热部分(16)包括单向开关(94)，用来控制供给所述至少一个灯(12)的能量。

3.  如权利要求1所述的灯变换器电路(10)，其特征在于：所述变换器电路是电压馈入电路和电流馈入电路之一。

4.  如权利要求2所述的灯变换器电路(10)，其特征在于：所述单向开关(94)是场效应晶体管。

5.  如权利要求2所述的灯变换器电路(10)，其特征在于：所述单向开关(94)是双极结型晶体管。

6.  如权利要求2所述的灯变换器电路(10)，其特征在于：所述单向开关(94)检测所述灯(12)和所述母线电压信号之一是否出故障。

7.  如权利要求6所述的灯变换器电路(10)，其特征在于：当检测到所述母线电压和所述灯(12)之一失效时所述单向开关(94)将辅助光源点火。

8.  如权利要求6所述的灯变换器电路(10)，其特征在于还包括限流装置(92)，用于在所述灯(12)失效时限制最大电流。

9.  如权利要求2所述的灯变换器电路(10)，其特征在于：所述单向开关(94)具有零电压接通点。

10.  如权利要求2所述的灯变换器电路(10)，其特征在于：所述单向开关(94)具有零电流断开点。

用于电子镇流器的单向转换 限流截止电路的方法和装置
技术领域
本发明涉及镇流器，或用于气体放电灯的电源电路。本发明特别用于立即电流馈入和/或快速启动电子镇流器或电源电路并且将具体参考这些应用进行说明。但应当指出，本发明也可应用于其它控制器，而不限于上述应用。
背景技术
目前有两种用于启动气体放电灯的流行的启动方法。一种是立即启动，另一种是快速启动。在立即启动和快速启动这两种方法中，灯的阴极在灯点火前都要预热。在立即启动的电子镇流器中，阴极由辉光放电电流预热。这是在灯点火前流过灯的电流。通常，辉光放电电流的电压很高，可在大约400到500Vrms范围内或更高。在预热阶段，此时灯不导通，这种高电位差会导致轰击阴极，结果每当灯点亮时阴极的一些物理材料就会溅射出来。于是，利用立即启动方法的灯的寿命就不如利用快速启动方法的灯那么长。通常，利用立即启动方法的灯的寿命大约为利用快速启动方法的同样类型灯的寿命的80％。
在快速启动的电子镇流器中，用阴极上单独的电压将阴极预热，同时维持灯内的低电压。所以辉光放电电流很小，比起立即启动电路大约要小10ma。在快速启动方式下，启动阶段灯不导通时灯上加有高电位的时间显著缩短，阴极轰击的程度也不像用立即启动方法那样严重，故显著延长了灯的寿命。
但利用快速启动方式有一个缺点。目前，一旦加上预热电流后，所述电流一般就不从阴极上去除，甚至在灯点火之后。结果当灯点亮之后，低压加热电流仍不断地加到阴极上。于是利用快速启动方法启动的灯就比用立即启动方法的灯要消耗更多的功率。在一只灯情况下可能要多消耗大约1.5W功率，而在三灯镇流器情况下可能要多消耗4.5W到6W功率。这多消耗的功率只是产热，不产生任何附加的光输出，即不产生额外的流明。所以，从立即启动改到快速启动，灯的寿命增加但功耗也增加了。
发明内容
按照本发明的一个方面，灯变换器电路包括将母线电压信号转换为交流信号的转换部分。输入部分接收母线电压信号，而谐振负载部分驱动灯。预热部分在点火前使预灯热，而在灯点火之后不再起作用。
按照本发明的另一方面，启动灯的方法包括：接收母线电压信号；将母线电压信号转换为交流信号；把灯预热到点火温度；将灯点火；以及在灯点火之后停止预热。
按照本发明的另一方面，提供辅助灯的点火方法，所述方法包括：检测灯镇流器电路中主灯的导通状态，所述检测是由控制主灯预热的开关进行的；检测主灯的整体状态；以及如果主灯失效，则将电流由主灯转换到辅助灯。
附图说明
图1是按照本发明的灯系统的方框图；
图2是按照本发明的一个方面的图1所示灯系统中的镇流器变换器电路的电路图；
图3A示出按照本发明的快速启动电子镇流器在时间顺序上的母线电压；
图3B示出按照本发明的快速启动电子镇流器的母线电压和启动时间的函数关系；
图4示出图2的电容器30的随母线电压变化的充电电流；
图5示出图2电路的一部分的另一种结构，具有在谐振电感器中抽头的附加绕组。
具体实施方式
参阅图1，灯电路A包括高频变换器10和灯组件12。变换器10用母线电压11供电，可以是电流馈入型或电压馈入型高频变换器。这两种类型变换器都利用电感电路，不论它们是电感器或变压器。从变换器10的部分电感电路抽头出来的是绕组结构14的附加电感绕组，所述附加电感绕组向单向定时开关电路16供电。这些绕组提供的功率用来预热灯组件12的阴极。每个灯用两个绕组，因为每个灯有两个阴极要预热。对于三灯结构，只从变换器10的电感绕组结构14抽头出4到6个绕组，因为三灯中有一个阴极是并联的，只用单一绕组加热。
定时开关电路16选择为单向，以免在由开关电路16控制之前需将AC控制信号转换成脉冲DC信号。这样可以使开关结构更简单、便宜，并且有助于用单个开关向阴极供电。
定时开关电路16的单个开关选择为具有零电压接通点和零电流断开点。这使开关可以在没有过分高的电压下接通。否则，就需要更大、更贵的开关来完成同样的任务。而且，利用零电压接通和零电流断开，在开关启动或断开时可减少功耗。变换器10和定时开关电路16都由限流变压器结构18选通，限流变压器结构18调节启动以及提供到灯阴极组件12的电流。
参阅图2，图中示出灯电路A的更详细的电路图，包括在电流馈入半桥变换器实现方案中的变换器启动电路10，它和阴极截止电路一起工作，包括电感绕组结构14、单向定时开关电路16和限流变压器结构18。
为将DC母线信号转换成AC信号，第一晶体管20和第二晶体管22在导通时段和非导通时段之间交替，彼此不同相。就是说，当第一晶体管导通20时，第二晶体管不导通，反之亦然。晶体管20、22是变换器电路10的开关部分的一部分。晶体管的交替地导通时段的动作将AC信号提供到灯组件12。在图2所示的实施例中，晶体管是双极结型晶体管(BJT)，但应理解，本发明的概念也可用于业界已知的其它开关网络。例如，以下说明也可用场效应晶体管在半桥电流馈入镇流器以及推挽型电流馈入电子镇流器中实现。
在所述实施例中，每个晶体管20、22具有各自的基极(B)、发射极(E)和集电极(C)。在任一晶体管上从基极到发射极的电压确定了所述晶体管的导通状态。就是说，晶体管20的基极到发射极的电压确定了晶体管20的导通状态，而晶体管22的基极到发射极的电压确定了晶体管22的导通状态。在所示实施例中，当电流最初加到变换器启动电路10上时，晶体管20和22都不导通。如下将详述，在母线电压到达预定的阈电压之前，变换器电路的启动部分24防止电流加到晶体管20、22上。所述启动部分包括齐纳二极管26、二极管28、电容器30和二端交流开关32。
电容器34和36两端的电位差等于母线电压。在一个实施例中，电容器34和36等值，所以电容器34上的电压等于电容器36上的电压。和电容器34和36并联的是电阻器38、40和42。电阻器38、40在节点44形成分压器，且电流通过分压器38、40加到启动部分24上。
当功率最初加到变换器启动电路10上时，齐纳二极管26和二极管28防止任何大的电流通过启动部分24。在功率最初加到变换器启动电路10上之后，随着母线电压直线上升，部分电路电流使电容器34和36充电，其它电流使谐振电容器46充电，其余的电流流过电阻器38、40和42。最初，由于一半母线电压被电阻器38和40分压，不能达到齐纳二极管26的击穿电压，齐纳二极管26防止电流流过启动部分24。最终，母线电压上升到使节点44的电位大于齐纳二极管26击穿电压的电平，使齐纳二极管26导通，将增大的电流电平加到启动部分24，更具体地说，加到电容器30上。在所示实施例中，齐纳二极管26的击穿电压在大约60到80伏之间，最好是80伏。
一旦齐纳二极管26导通(图2中从左到右)，电容器30开始充电。此时，电流加到启动部分24上，但二端交流开关32防止晶体管20的基极在集电极-发射极方向上的导通。随着母线电压继续上升，电容器30积聚了更多的电荷，最终到达能胜过二端交流开关32导通电压的电位。当到达导通电压时，晶体管20导通，变换器启动电路12开始振荡，将灯组件12的阴极预热。
到达二端交流开关32的导通电压之后，电容器30不再有机会继续积聚电荷。电流直接从节点44流到晶体管20的集电极，因为在二端交流开关32导通后晶体管20导通。二极管28提供一条通路，允许电容器30放电，每周期一次。变换器启动电路10现正常工作，启动部分24不再有动作。
继续参阅图2，开关晶体管20、22由各自的驱动电路48，50驱动。驱动电路48包括二极管52和电阻器54的组合，通过绕组56、68的耦合供电。驱动电路50包括二极管60和电阻器62的组合，通过绕组64、68的耦合供电。灯组件12通过绕组68和70的耦合从变换器电路10供电，其中绕组70在其长度两端有电容器72，可以把绕组70和电容器72看做谐振负载元件。绕组58和66也用作限流装置。
如果负载突然发生变化，功率齐纳二极管74和76击穿，箝住晶体管(例如BJT)两端的电位，保护它们不被破坏。
继续参阅图2，二端交流开关32的导通电压选择为与灯组件12的最佳点火电压成正比。在所示实施例中，二端交流开关32的导通电压选择为：当母线电压(电容器34和36上的电压)到达预定值时，例如约390伏时，二端交流开关32到达其导通电压。换句话说，启动部分24根据齐纳二极管26和二端交流开关32的所选导通电压来检测母线电压何时到达优选的点火电压。在所示实施例中，二端交流开关32的导通电压在20伏和40伏之间，最好约32伏。
应理解，上述对于第一晶体管20的说明也适用于第二晶体管22。就是说，在另一变换器启动电路的实施例中，启动部分24连接到第二晶体管22，由第二晶体管22启动振荡，而不是由第一晶体管20。
而且，优选点火电压可选择为低于在立即启动和快速启动应用中灯的典型工作电压(在一些实例中，分别为大约450V和500V)。点火电压也选择为大约300伏或更高一些。
图3A示出包括本发明的变换器启动电路10的快速启动镇流器的时间序列图。由图可见，此序列包括三次不同的转变。从接通(0)到t₀母线电压从起始电压(例如169V)转变到优选的预热电压(例如390V)。t₀-t₁的时长为预热时间(例如稳定的390V)，从t₁到t₂，母线电压上升到其稳定状态(例如500V)。参阅图3B，图中示出说明包括变换器启动电路10的快速启动镇流器的变换器启动时间的曲线图。同时观看图3A和3B，可知启动时间由电路的母线电压所控制。例如，如果母线电压小于300V，变换器电路要用大约10秒钟启动，但当母线电压为300V或更高时，启动时间降到大约40毫秒。图3B示出电路的电压依赖性，可以看出启动电路的工作不是一个依靠时间的因素，而是一个受电压控制的概念。在供电并开始振荡后没有预定的时间。而是，在本设计中，在电路供电后，只要母线电压低于某一数值(例如300V)，理想情况下就没有振荡，仅当母线电压等于或高于导通电压(例如300V)，振荡才会开始。由此可见电路的启动受母线电压值的控制。
现参阅图4，图中示出图2的充电电容器30的工作，示出其两种不同的充电速率。充电电容器30始终有一定量的储存能量用来导通二端交流开关32。如图所示，当母线电压超过300V时，电容器30以非常快的速率充电，当母线电压低于300V时，电容器30仅由漏电流充电。具体地说，当母线电压低于300V时，齐纳二极管26绝对不在相反方向上导通，仅允许漏电流73a来充电电容器30。当母线电压达到300V时，显著较高的充电电流73b就可加到电容器30上。
选择阈电压时另一要考虑的因素是启动母线电压。对于120V的线路输入，输出的母线电压从约169V上升。对于277V的线路输入，输出的母线电压从约390V上升。如前所述，在390V时启动时间大约为40毫秒。在变换器电流振荡后，母线电压继续上升到稳态工作电压V。于是，一种示范点火电压为390V，因为它大于方式转变所需的300V，而小于通常的稳态工作电压，并在母线电压到达稳态之前能尽快触发变换器电路。当然，可以根据已知的线电压和所需的变换器多方面性来选择更高或更低的点火电压。
回到图2，请注意阴极截止或预热控制电路(14、16、18)。在此设计中，绕组70和68，除了设计作为谐振电感外，还提供了对镇流器的隔离。绕组结构14的次级电感绕组80提高了开关电路16的电压并提供对开关电路16的隔离。谐振绕组70包括一个间隙，具有相当低的磁化电感器。此电感器用作谐振元件，在灯启动前与电容器72和46一起谐振。此外，在灯组件12中的灯点火后，电容器75、77和78反映到初级侧70。绕组70结合电容器46、72、75、77和78一起确定组件A的一个或多个工作频率。
电感器绕组80也从谐振电感器绕组70抽头。绕组80向开关电路初级绕组82供电。绕组82再向阴极绕组84、86、88和90供电。阴极绕组84、86、88和90预热灯组件12中灯的阴极。应理解，阴极绕组84、86、88和90用作初级绕组82的次级。所述初级绕组具有较多的匝数，所以在初级绕组82中需要的电流就较低。否则，就需要用能容纳较高电流的较昂贵的器件来作开关器件94。低电流的器件对于降低功耗也是比较理想的。电容器92限制了绕组80向初级绕组82提供的电流。如果电容器92的值选择得足够低，它可限制提供到绕组82上的最大电流。电容器92起双重作用：当晶体管94不工作时它起隔直流电容器的作用。在几个周期之后，它从电路中去除绕组82。即，当晶体管94不工作时，不对阴极加热。二极管96连接在电容器34和36之间，当晶体管94不工作时保护晶体管94在瞬态期间不会加有过大的电压。
图1的绕组结构14还包括电感器绕组98，它通过二极管100提供电流并使电容器102充电。电容器102受由电容器106和电阻器104所确定的RC时间常数控制。所述时间常数选择为在灯组件点火一个安全时间后从阴极取消加热，例如可以是在变换器电流点火后数秒到10秒或更多。电容器102经由电阻器104连接到FET 108的栅极。当满足由电容器106和电阻器104所确定的RC时间常数时，在电容器102上积聚的电荷使FET 108导通。然后FET 94的栅极降到较低的电压电平，使FET 94停止工作。如前所述，当FET 94不工作时，电路16中阴极开关上的电压被去除，从而取消了对阴极的加热。
晶体管94和108均示为MOSFET，但应理解，利用双极结型晶体管或其它开关器件也可实现类似的电路结构。
现参阅图5，图中示出的是具有半桥电压馈入快速启动电子变换器10’的一部分的另一阴极截止电路14’、16’、18’实施例。变换器10’使用FET开关20’、22’。此设计包括属于谐振电感器112的抽头的附加绕组110。功率经由电容器92和初级绕组82从谐振电感器112的绕组110输送到阴极114、116，与图2中的元件具有类似功能的元件和图2中的元件具有相同编号。
因此，根据上文，可以看到，图2和5示出与电流或电压馈入的半桥变换器电路相结合的新的启动电路的两种实施方案，所述电路还实现采用单向开关电流设计的阴极截止电路。主母线电压可由三电阻器分压电路检测。部分母线电压加到齐纳二极管和充电电容器上。当电压达到预定电平时，齐纳二极管击穿，允许充电电容器充电。然后二端交流开关击穿，导致自激振荡变换器被触发。当第一晶体管接通时，二极管防止充电电容器被充电，并允许其在每半周放电。这样选择元件值，使得齐纳二极管的击穿电压至少是二端交流开关击穿电压的两倍或更高。单向开关电路控制着输送到灯阴极上的能量，并且限流电容器防止电流升高到危险的程度。这在可能的错误接线时，例如一个或多个阴极短接时，可以保护所述结构。在变换器晶体管20(20’)和22(22’)振荡之前，单个单向晶体管开关94在零电压情况下接通，当FET的寄生反并联二极管(或与BJT并联的二极管)导通时，在零电流的情况下断开。在灯已启动和稳定后晶体管108控制将阴极加热去除。本发明的可能应用包括通用电气公司的4ft.和8ft.T12和T8电子灯镇流器。
上述设计的附加实施例可用于主灯熄灭时启动辅助电源电路。例如，参阅图1，在主灯(例如组件12的灯)失效时或未被使用时由虚线表示的加热电路(14、16、18)可用来提供辅助电源。在这种情况下，辅助灯120可连接到预热电路(14、16、18)。辅助灯可以是低功率的荧光灯、白炽灯或其它的发光元件。所以，附加绕组14、18不是用来预热灯组件12的阴极，它们连接到辅助灯120。通过结合图2和图5(例如绕组82)所讨论的方式进行绕组耦合，就可实现这种连接，对辅助灯提供电源和控制，或用单独的变换器电路来供电和控制辅助灯。此设计提供了非常低廉的辅助照明控制，部分是因为使用单一的开关来代替双开关系统。辅助灯可用于各种情况，例如备用照明或紧急照明情况。这样，预热电路(14、16、18)，可以用来向辅助灯120供电，而不是加热阴极。
图2和图5中电路的一些示范元件值如下：