一种高线性度的射频低噪声放大器.pdf

本发明提供一种高线性度的射频低噪声放大器，由输入共射级、输出共栅级、负载输出匹配网络和偏置电路组成，偏置电路为包括一个电荷泵反馈环路和一个馈电偏置电路的高线性偏置电路，输入共射级和输出共栅级为HBT-MOSFET管结构，以便改善线性度，获取优良的低噪声性能，输入共射级输入管偏置端连接高线性偏置电路，馈电偏置电路为电阻馈电偏置电路和二极管馈电偏置电路的组合结构，在强信号输入时为输入管提供较大的基极电流，补偿输入管基极-发射极电压的减小，在小信号输入时电荷泵反馈环路不作贡献，馈电偏置电路正常工作，从而获得恒定的偏置电压，显著提高低噪声放大器的线性度。本发明的低噪声放大器在保证低噪声性能的同时极大地提高了线性度，且实现单片集成。

权利要求书一种高线性度的射频低噪声放大器，包括输入共射级、输出共栅级、负载输出匹配网络和偏置电路，其特征在于：偏置电路为高线性偏置电路； 
所述高线性偏置电路包括一个电荷泵反馈环路和一个馈电偏置电路；电荷泵反馈环路的输入端连接负载输出匹配网络的输出信号端RFout，电荷泵反馈环路的两个控制电压输出端连接馈电偏置电路的两个控制端；馈电偏置电路的输出端VB连接输入共射级的偏置电压端；高线性偏置电路用于为输入共射级HBT管基极偏置电压端提供偏置电压VB，电荷泵反馈环路检测负载输出匹配网络输出信号端RFout输出信号的功率大小，并生成两路动态的输出电流源控制电压Vctl1和Vctl2，输出电流源控制电压Vctl1和Vctl2各自对应连接两个馈电偏置电路中的一个控制端，用于调节馈电偏置电路中两个电流源IB1和B2的电流大小，进而调节馈电偏置电路输出的偏置电压VB，为输入共射级基极提供动态的、稳定的偏置电压VB，实现提高低噪声放大器的线性度，同时保证低噪声放大器的低噪声性能。
根据权利要求1所述的射频低噪声放大器，其特征在于：所述电荷泵反馈环路由功率检测电路、电荷泵和环路滤波器构成；其中
所述功率检测电路为饱和区均方根RMS检波器，其输入端连接射频低噪声放大器输出端RFout，其输出端连接电荷泵的控制端，用于检测射频低噪声放大器输出信号的平均功率大小，为电荷泵提供逻辑控制信号；
所述电荷泵为双平衡电流充放电结构，用于将功率检测电路产生的逻辑控制电压信号转换成相应的两路误差信号输出，该两路误差信号包含射频输出信号的功率大小的信息，电荷泵的两路输出端对应连接环路滤波器的两个低通滤波器的输入端；
所述环路滤波器由第一低通滤波器LPF1和第二低通滤波器LPF2组成，第一低通滤波器LPF1和第二低通滤波器LPF2各有一个输入端和一个输出端，第一低通滤波器LPF1的输入端对应连接电荷泵的第一个电流输出端，第二低通滤波器LPF2的输入端对应连接电荷泵的第二个电流输出端，环路滤波器用于滤除电荷泵输出的电流信号中的高频杂波，相应产生两个直流的控制电压信号，第一低通滤波器LPF1的输出端为馈电偏置电路提供第一路输出电流源控制电压Vctl1，第二低通滤波器LPF2的输出端为馈电偏置电路提供第二路输出电流源控制电压Vctl2。
根据权利要求1所述的射频低噪声放大器，其特征在于：所述馈电偏置电路包括反馈电阻馈电偏置电路和二极管馈电偏置电路，馈电偏置电路的电路结构为由两个馈电偏置电路组合而成；反馈电阻馈电偏置电路电源端与二极管馈电偏置电路电源端都连接电源VDD，反馈电阻馈电偏置电路输出端与二极管馈电偏置电路输出端连接点为VB端，反馈电阻馈电偏置电路控制端连接电荷泵反馈环路的第一低通滤波器输出端，二极管馈电偏置电路控制端连接电荷泵反馈环路的第二低通滤波器输出端，馈电偏置电路用于为输入共射级输入HBT管基极提供恒定的偏置电压VB。
根据权利要求3所述的射频低噪声放大器，其特征在于：所述反馈电阻馈电偏置电路由第一电流源IB1、第一HBT管Q2、第二HBT管Q3、第一反馈电阻Rb1、第二反馈电阻Rb2和第三反馈电阻Rbf组成，反馈电阻馈电偏置电路的输出端为VB端；其中：
第一电流源IB1一端连接电源VDD，还有一个控制端和一个输出端，第一电流源IB1的控制端与环路滤波器的第一输出端相连，第一电流源IB1的输出端连接第一HBT管Q2的集电极以及第二HBT管Q3的基极；
第一HBT管Q2基极和第二HBT管Q3发射极通过第一反馈电阻Rb1相连，第一HBT管Q2的发射极接地，第二HBT管Q3集电极接电源VDD，第二HBT管Q3发射极通过第二反馈电阻Rb2与输入共射级输入HBT管Q1的基极相连，第三反馈电阻Rbf跨接在第一HBT管Q2基极和输入共射级输入HBT管Q1基极之间；反馈电阻馈电偏置电路的输出端与二极管馈电偏置电路输出端并接在VB端；用于降低馈电偏置电路的VB端的等效输入阻抗，以减小强信号输入造成的输入HBT管Q1基极电压降低，使偏置电压VB恒定。
根据权利要求3所述的射频低噪声放大器，其特征在于：所述二极管馈电偏置电路由第二电流源IB2、第三HBT管Q4、第四HBT管Q5和第五HBT管Q6组成，二极管馈电偏置电路的输出端为VB端；第三HBT管Q4、第四HBT管Q5和第五HBT管Q6均为二极管连接结构，集电极与基极短接；第四HBT管Q5的发射极和第五HBT管Q6的集电极串联连接；其中：
    第二电流源IB2一端连接电源VDD，还有一个控制端和一个输出端，第二电流源IB2的控制端与环路滤波器的第二输出端相连，第二电流源IB2的输出端连接第三HBT管Q4集电极和第四HBT管Q5集电极，第五HBT管Q6的发射极接地；第三HBT管Q4发射极连接馈电偏置电路的输出端VB；用于在强信号输入时为输入共射级输入HBT管Q1提供所需要的大基极电流。
根据权利要求3所述的射频低噪声放大器，其特征在于：所述馈电偏置电路的第一电流源IB1的控制端连接环路滤波器第一输出端，第一路输出直流控制电压为Vctl1，第二电流源IB2的控制端连接环路滤波器第二输出端，第二路输出直流控制电压为Vctl2；反馈电阻馈电偏置电路与二极管馈电偏置电路并联连接，一个并联接点连接电源VDD，另一个并联接点连接馈电偏置电路的输出端VB，反馈电阻馈电偏置电路的第二电阻Rb2和第三电阻Rbf的并联点与二极管馈电偏置电路的第三HBT管Q4发射极并联连接馈电偏置电路的输出端，输出偏置电压为恒定偏置电压VB；用于提高馈电偏置电路的线性度。
根据权利要求4或5所述的射频低噪声放大器，其特征在于：所述馈电偏置电路的第一电流源IB1的控制端连接环路滤波器第一输出端，第一路输出直流控制电压为Vctl1，第二电流源IB2的控制端连接环路滤波器第二输出端，第二路输出直流控制电压为Vctl2；反馈电阻馈电偏置电路与二极管馈电偏置电路并联连接，一个并联接点连接电源VDD，另一个并联接点连接馈电偏置电路的输出端VB，反馈电阻馈电偏置电路的第二电阻Rb2和第三电阻Rbf的并联点与二极管馈电偏置电路的第三HBT管Q4发射极并联连接馈电偏置电路的输出端，输出偏置电压为恒定偏置电压VB；用于提高馈电偏置电路的线性度。
根据权利要求3或5或6所述的射频低噪声放大器，其特征还在于：所述二极管馈电偏置电路由第二电流源IB2、第三MOS管M3、第四MOS管M4和第五MOS管M5组成，第三MOS管M3、第四MOS管M4和第五MOS管M5均为二极管连接结构，栅极与漏极短接；第四MOS管M4的源极和第五MOS管M5的漏极串联连接，第五MOS管M5的源极接地；其中：
第二电流源IB2一端连接电源VDD，还有一个控制端和一个输出端，第二电流源IB2的控制端与环路滤波器的第二输出端相连，第二电流源IB2的输出端连接第三MOS管M3漏极和第四MOS管M4漏极，第五MOS管M5的源极接地；第三MOS管M3源极连接馈电偏置电路的输出端VB；用于在强信号输入时为输入共射级输入HBT管Q1提供所需要的大基极电流。
根据权利要求3或5或6所述的射频低噪声放大器，其特征还在于：所述馈电偏置电路中，第三电阻Rbf的阻值范围为20K~40K欧姆；第三HBT管Q4的偏置电流取值范围为2uA~5uA；第四HBT管Q5、第五HBT管Q6电流是第三HBT管Q4的电流的两倍，它们的HBT管尺寸是第三HBT管Q4尺寸的两倍。
根据权利要求8所述的射频低噪声放大器，其特征还在于：所述馈电偏置电路中，第三电阻Rbf的阻值范围为20K~40K欧姆；第三MOS管M3的电流取值范围为2uA~5uA；第四MOS管M4、第五MOS管M5是第三MOS管M3的电流的两倍，它们的MOS管尺寸是第三MOS管M3尺寸的两倍。

说明书一种高线性度的射频低噪声放大器
 
技术领域
    本发明属于无线射频通信集成电路技术领域，涉及具有低噪声、高线性度的低噪声放大器，尤其涉及一种高线性度的射频低噪声放大器，应用于无线通信接收机系统射频前端芯片中。
背景技术
在无线通信射频接收芯片中，低噪声放大器位于最前端，是整个射频前端的关键模块，其噪声系数直接决定了整个接收机的噪声系数的下限值，影响系统的接收灵敏度。低噪声放大器应在尽可能低地产生噪声的前提下，对射频信号进行放大，以降低后面各级模块产生的噪声对信号的影响。低噪声放大器还应提供良好的输入阻抗匹配，以避免或降低信号在传输过程中的功率损耗。为了避免非线性对信号质量的影响，还要求低噪声放大器具有较高的线性度。SiGe BiCMOS工艺具有高频特性好、噪声极低的特点，并且能够提供较高的功率增益和线性度，因此适合低噪声放大器。
随着无线通信技术的快速发展，在某些通信技术的应用场合，例如便携电话、移动电视等，接收机容易受到强信号的干扰，严重影响信号的质量，因此要求前端的低噪声放大器具有足够高的线性度。为获取高隔离度，通常的低噪声放大器都会采用cascode结构，在SiGe BiCMOS工艺中为共射共基HBT‑‑HBT结构。但是，由于HBT管自身的限制，线性度通常难以满足要求更高的需求。如已有技术为了提高低噪声放大器的线性度，采用增加电流的方法，在提高线性度的同时，会造成噪声性能恶化。
对于HBT管构成的放大器，其1dB压缩点性能与HBT管的偏置电路有关。目前实用的偏置方式主要有电感馈电偏置、电阻馈电偏置两种。电感馈电偏置能够达到低噪声和高线性度，但是使用片内电感，给电路实现带来增加损耗和加大芯片面积的缺陷，若用片外电感会增加外围元件和引入寄生的缺陷。电阻馈电偏置通过电阻连接到输入放大管的基极，实现简单，且易于片内集成，但电阻馈电偏置存在恶化噪声性能和线性度较差的缺陷。
目前已发表的文献[1]Pingxi Ma, et al., “A novel bipolar‑MOSFET low‑noise amplifier (BiFET LNA), circuit configuration, design methodology, and chip implementation,” IEEE  Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol.51, pp. 2175‑2180, 2003)，如图1所示。低噪声放大器包括输入级、输出级、负载输出匹配网络和电阻馈电偏置电路。电阻馈电偏置电路由恒流源IB01，HBT管Q03、Q04，电阻Rb01、Rb02构成，输入级Q01管集电极，输出级Q02与Q01管极电极相连，恒流源IB01由电源VDD灌入Q03管基极与Q04管集电极的连接点，Q04管基极与Q03发射极之间跨接电阻Rb01，Q03管发射极接地，Q03集电极接电源VDD，电阻Rb02的一端连接到Q03发射极，Rb02的另一端与输入放大管Q01基极相连，为Q01管提供基极电压。Q01管与Q02管构成镜像电流源，恒流源IB1灌入Q02使得Q02产生基极‑发射极电压，Q03使得流入Q02的电流更精确地接近恒流源IB1的大小，Rb02用于隔离偏置电路和射频输入信号，由于基极电流的存在，Rb02上会产生压降，使得Q01、Q02的基极电压不相等，因此Rb01用来平衡Rb02上的压降，使得Q01、Q02具有相同的基极电压。对于该偏置电路结构，当射频输入信号很大时，需要偏置电路提供额外的基极电流，流过电阻Rb02的电流增加造成电阻Rb02上的压降增加，导致输入管Q01的基极电压VB减小，会导致严重恶化低噪声放大器的线性度。另外，为了减小偏置电路对主放大器噪声性能的恶化，电阻Rb02通常取得比较大。但是大阻值的Rb02会严重限制低噪声放大器的线性度。由此可见，已有技术文献中低噪声放大器大多采用传统电阻馈电偏置存在提高线性度必然会导致噪声性能变差的缺陷。
发明内容
    本发明的目的是为了克服现有技术采用电阻馈电偏置电路结构的低噪声放大器难以同时实现低噪声和高线性度的缺陷，本发明提供一种能同时实现低噪声的高线性度的射频低噪声放大器，在获取低噪声性能的同时又显著提高线性度。
本发明目的是通过如下的技术方案来实现：
一种高线性度的射频低噪声放大器，包括输入共射级、输出共栅级、负载输出匹配网络和偏置电路，其在于所述偏置电路为高线性偏置电路； 
所述高线性偏置电路包括一个电荷泵反馈环路和一个馈电偏置电路；电荷泵反馈环路的输入端连接负载输出匹配网络的输出信号端RFout，电荷泵反馈环路的两个控制电压输出端连接馈电偏置电路的两个控制端；馈电偏置电路的输出端VB连接输入共射级的偏置电压端；高线性偏置电路用于为输入共射级HBT管基极偏置电压端提供偏置电压VB，电荷泵反馈环路检测负载输出匹配网络输出信号端RFout输出信号的功率大小，并生成两路动态的输出电流源控制电压Vctl1和Vctl2，输出电流源控制电压Vctl1和Vctl2各自对应连接两个馈电偏置电路中的一个控制端，用于调节馈电偏置电路中两个电流源IB1和B2的电流大小，进而调节馈电偏置电路输出的偏置电压VB，为输入共射级基极提供动态的、稳定的偏置电压VB，实现提高低噪声放大器的线性度，同时保证低噪声放大器的低噪声性能。 
输入共射级与输出共栅级采用HBT‑MOSFET管结构， MOSFET管线性度较好，有利于改善线性度；输出共栅级由两个共栅连接的MOS管构成，一个MOS管偏置工作在饱和区，另一个MOS管偏置工作在亚阈值区；两个MOS管的源极与输入共射级中输入HBT管的集电极相连，两个MOS管的栅极分别对应连接片外提供的固定偏置电压VB2、VB3，两个MOS管的漏极分别连接负载输出匹配网络；输出共栅级将从输入共射级流入的电流信号馈入输出匹配网络，两个MOS管并联连接的漏极为电压信号输出端RFout。
所述的射频低噪声放大器，其在于所述电荷泵反馈环路由功率检测电路、电荷泵和环路滤波器构成；其中
所述功率检测电路为饱和区均方根RMS检波器，其输入端连接射频低噪声放大器输出端RFout，其输出端连接电荷泵的控制端，用于检测射频低噪声放大器输出信号的平均功率大小，为电荷泵提供逻辑控制信号；
所述电荷泵为双平衡电流充放电结构，用于将功率检测电路产生的逻辑控制电压信号转换成相应的两路误差信号输出，该两路误差信号包含射频输出信号的功率大小的信息，电荷泵的两路输出端对应连接环路滤波器的两个低通滤波器的输入端；
所述环路滤波器由第一低通滤波器LPF1和第二低通滤波器LPF2组成，第一低通滤波器LPF1和第二低通滤波器LPF2各有一个输入端和一个输出端，第一低通滤波器LPF1的输入端对应连接电荷泵的第一个电流输出端，第二低通滤波器LPF2的输入端对应连接电荷泵的第二个电流输出端，环路滤波器用于滤除电荷泵输出的电流信号中的高频杂波，相应产生两个直流的控制电压信号，第一低通滤波器LPF1的输出端为馈电偏置电路提供第一路输出电流源控制电压Vctl1，第二低通滤波器LPF2的输出端为馈电偏置电路提供第二路输出电流源控制电压Vctl2。 
所述的射频低噪声放大器，其在于所述馈电偏置电路包括反馈电阻馈电偏置电路和二极管馈电偏置电路，馈电偏置电路的电路结构为由两个馈电偏置电路组合而成；反馈电阻馈电偏置电路电源端与二极管馈电偏置电路电源端都连接电源VDD，反馈电阻馈电偏置电路输出端与二极管馈电偏置电路输出端连接点为VB端，反馈电阻馈电偏置电路控制端连接电荷泵反馈环路的第一低通滤波器输出端，二极管馈电偏置电路控制端连接电荷泵反馈环路的第二低通滤波器输出端，馈电偏置电路用于为输入共射级输入HBT管基极提供恒定的偏置电压VB。
所述的射频低噪声放大器，其在于所述反馈电阻馈电偏置电路由第一电流源IB1、第一HBT管Q2、第二HBT管Q3、第一反馈电阻Rb1、第二反馈电阻Rb2和第三反馈电阻Rbf组成，反馈电阻馈电偏置电路的输出端为VB端；其中，
第一电流源IB1一端连接电源VDD，还有一个控制端和一个输出端，第一电流源IB1的控制端与环路滤波器的第一输出端相连，第一电流源IB1的输出端连接第一HBT管Q2的集电极以及第二HBT管Q3的基极；
第一HBT管Q2基极和第二HBT管Q3发射极通过第一反馈电阻Rb1相连，第一HBT管Q2的发射极接地，第二HBT管Q3集电极接电源VDD，第二HBT管Q3发射极通过第二反馈电阻Rb2与输入共射级输入HBT管Q1的基极相连，第三反馈电阻Rbf跨接在第一HBT管Q2基极和输入共射级输入HBT管Q1基极之间；反馈电阻馈电偏置电路的输出端与二极管馈电偏置电路输出端并接在VB端；用于降低馈电偏置电路的VB端的等效输入阻抗，以减小强信号输入造成的输入HBT管Q1基极电压降低，使偏置电压VB恒定。
所述的射频低噪声放大器，其在于所述二极管馈电偏置电路由第二电流源IB2、第三HBT管Q4、第四HBT管Q5和第五HBT管Q6组成，第三HBT管Q4、第四HBT管Q5和第五HBT管Q6均为二极管连接结构，集电极与基极短接；第四HBT管Q5的发射极和第五HBT管Q6的集电极串联连接；其中：
    第二电流源IB2一端连接电源VDD，还有一个控制端和一个输出端，第二电流源IB2的控制端与环路滤波器的第二输出端相连，第二电流源IB2的输出端连接第三HBT管Q4集电极和第四HBT管Q5集电极，第五HBT管Q6的发射极接地；第三HBT管Q4发射极连接馈电偏置电路的输出端VB；用于在强信号输入时为输入共射级输入HBT管Q1提供所需要的大基极电流。
所述的射频低噪声放大器，其在于所述馈电偏置电路的第一电流源IB1的控制端连接环路滤波器第一输出端，第一输出端输出的控制电压为Vctl1，第二电流源IB2的控制端连接环路滤波器第二输出端，第二输出端输出的控制电压Vctl2；反馈电阻馈电偏置电路与二极管馈电偏置电路并联连接，一个并联接点连接电源VDD，另一个并联接点连接馈电偏置电路的输出端VB，反馈电阻馈电偏置电路的第二电阻Rb2和第三电阻Rbf的并联点与二极管馈电偏置电路的第三HBT管Q4发射极并联连接馈电偏置电路的输出端，输出偏置电压为恒定偏置电压VB；用于提高馈电偏置电路的线性度。
所述的射频低噪声放大器，其还在于所述二极管馈电偏置电路由第二电流源IB2、第三MOS管M3、第四MOS管M4和第五MOS管M5组成，第三MOS管M3、第四MOS管M4和第五MOS管M5均为二极管连接结构，栅极与漏极短接；第四MOS管M4的源极和第五MOS管M5的漏极串联连接，第五MOS管M5的源极接地；其中：
第二电流源IB2一端连接电源VDD，还有一个控制端和一个输出端，第二电流源IB2的控制端与环路滤波器的第二输出端相连，第二电流源IB2的输出端连接第三MOS管M3漏极和第四MOS管M4漏极，第五MOS管M5的源极接地；第三MOS管M3源极连接馈电偏置电路的输出端VB；用于在强信号输入时为输入共射级输入HBT管Q1提供所需要的大基极电流。
所述的射频低噪声放大器，其还在于所述馈电偏置电路中，第三电阻Rbf的阻值范围为20K~40K欧姆；第三HBT管Q4的偏置电流取值范围为2uA~5uA；第四HBT管Q5、第五HBT管Q6电流是第三HBT管Q4的电流的两倍，它们的HBT管尺寸是第三HBT管Q4尺寸的两倍。
所述的射频低噪声放大器，其还在于所述馈电偏置电路中，第三电阻Rbf的阻值范围为20K~40K欧姆；第三MOS管M3的电流取值范围为2uA~5uA；第四MOS管M4、第五MOS管M5是第三MOS管M3的电流的两倍，它们的MOS管尺寸是第三MOS管M3尺寸的两倍。
高线性度的射频低噪声放大器的输入共射级将射频输入端RFin输入的电压信号转化为电流信号，同时提供低噪声性能；输出共栅级将输入共射级产生的电流信号传送到负载输出匹配网络并在输出端RFout产生输出电压信号；负载输出匹配网络为谐振负载提高增益，同时保证输出阻抗匹配。
在馈电偏置电路中，比现有技术电阻馈电偏置电路增加一个跨接在偏置管和输入共射级输入管基极之间的反馈电阻Rbf，降低馈电偏置电路的低频输入阻抗，从而提高线性度。增加一个二极管馈电偏置电路，馈电通路在大信号输入时，为输入共射级输入管提供所需的大基极电流，减弱在反馈电阻Rb2上的压降效应，从而保证了输入管基极电压的恒定。
由电荷泵反馈环路给输入共射级输入管提供动态的基极电压偏置。当射频输入信号较小时，电荷泵反馈环路不作贡献，馈电偏置电路正常工作；当射频输入信号较大时，通过电荷泵反馈环路的反馈调节使得馈电偏置电路中的电流源变大，抵消由于大信号造成输入管基极电压变小的影响，从而维持输入管基极电压不变。电荷泵反馈环路现检测输出信号功率大小的功能，电荷泵根据功率检测结果产生控制电压，该控制电压通过调节可控电流源的大小以维持输入管基极偏置电压不变。
输出共栅级工作在饱和区的MOS管和工作在亚阈值区的MOS管相互并联连接，利用工作在亚阈值区的MOS管对工作在饱和区的MOS管进行补偿，降低其三阶交调量，提高输出共栅级的线性度，进而提高整体低噪声放大器的线性度。
本发明的一种高线性度的低噪声放大器，输入共射级和输出共栅级采用HBT‑MOSFET管结构，输入管采用HBT管，充分利用MOSFET管线性度较好的特点改善线性度，以便获取优良的低噪声性能，同时在输入管的偏置端连接高线性偏置电路，高线性偏置电路由电荷泵环路和馈电偏置电路组成，馈电偏置电路采用电阻和二极管馈电偏置组合结构，在强信号输入时为输入管提供较大的基极电流，补偿输入管基极‑发射极电压的减小；在小信号输入时，馈电偏置电路正常工作，从而获得恒定的偏置电压VB，显著提高低噪声放大器的线性度。本发明的低噪声放大器在输入级实现了噪声匹配和功率匹配，在保证低噪声性能的同时极大地提高了线性度，且实现单片集成。
本发明的有益效果是：
1、 本发明基于已有技术的电阻馈电偏置电路，采用电荷泵反馈环路给输入管提供动态的基极偏置电压，在保持噪声性能的前提下，1dB压缩点能够提高6~8dB。
2、 本发明的馈电偏置电路采用反馈电阻馈电偏置和二极管馈电偏置组合电路结构，在强信号输入时能有效抑制输入管基极偏置电压的下降，显著改善线性度性能，1dB压缩点提高3~5dB，同时对噪声性能也无明显影响。
3、 本发明的高线性度的射频低噪声放大器实现单片集成，在保持现有技术低噪声性能的同时，1dB压缩点的改善达到11.27dBm，极大地提高低噪声放大器的线性度。 
附图说明
图1为现有技术采用传统的电阻馈电偏置结构的低噪声放大器电路原理图。
图2为本发明的高线性度的低噪声放大器组成结构的电路原理框图；
图2中，21—输入共射级，22—输出共栅级，23—高线性偏置电路， 231—电荷泵反馈环路，232—馈电偏置电路，24—负载输出匹配网络，RFni—输入信号端, RFout—输出信号端，VB—偏置电压VB输出端。
图3为本发明实施例的高线性偏置电路构成电原理框图；
图3中，3—高线性偏置电路，31—电荷泵反馈环路， 311—功率检测电路，312—电荷泵，313—第一低通滤波器，314—第二低通滤波器，32—馈电偏置电路，321—反馈电阻馈电偏置电路，321—二极管馈电偏置电路，Vctl1—第一控制电压, Vctl2—第二控制电压。
图4a为本发明第一实施例的高线性度的射频低噪声放大器的电路图；
图4b为本发明第二实施例的高线性度的射频低噪声放大器的电路图；
图4a和图4b中，41—输入共射级，42—输出共栅级，43—负载输出匹配网络，44—高线性偏置电路，45—电荷泵反馈环路，451—第一低通滤波器LPF1，452—第二低通滤波器LPF2，46—馈电偏置电路，461—反馈电阻馈电偏置电路，462、463—二极管馈电偏置电路，VB—输出的偏置电压，VB2—外部输入第一偏置电压，VB3—外部输入第二偏置电压， Vctl1—第一输出直流控制电压，Vctl2—第二输出直流控制电压。
图5a为已有技术传统低噪声放大器的线性度示意图；
图5b为本发明的低噪声、高线性度低噪声放大器与传统低噪声放大器的线性度对比示意图。
具体实施方式
下面结合附图通过实施例对本发明的技术方案作进一步具体的说明。
图2给出本发明实施例的高线性度的射频低噪声放大器的电路构成框图，该低噪声放大器包括：输入共射级21、输出共栅级22、高线性偏置电路23和负载输出匹配网络24四部分。构成框图如图2所示，输入信号进入输入共射级21的输入端RFin，输入共射级21输出端连接输出共栅级22的输入端，输出共栅级22输出端并联连接负载输出匹配网络24的一端，该并联连接的输出共栅级22输出端为低噪声放大器的输出端RFout，负载输出匹配网络24的另一端连接电源VDD。高线性偏置电路23由电荷泵反馈环路231和馈电偏置电路232组成，电荷泵反馈环路231的两个控制端分别对应连接馈电偏置电路232的两个电流控制端。电荷泵反馈环路231的输入端连接低噪声放大器的输出端RFout，馈电偏置电路232的输出端连接输入共射级21的偏置端VB，高线性偏置电路23为输入共射级21提供高线性度的恒定偏置电压VB。
图3是本发明实施例高线性度的低噪声放大器中的高线性偏置电路构成框图。如图3所示，高线性偏置电路3包括电荷泵反馈环路31和馈电偏置电路32，其中电荷泵反馈环路31由功率检测电路311、电荷泵312和环路滤波器313组成，环路滤波器313包括第一低通滤波器313a和第二低通滤波器313b。馈电偏置电路32包括反馈电阻馈电偏置电路321和二极管馈电偏置电路322。功率检测电路311检测射频低噪声放大器输出信号的平均功率大小，并输出逻辑控制信号，控制电荷泵312中电流的注入与抽取，并通过环路滤波器313的第一低通滤波器313a和第二低通滤波器313b滤波后产生两路输出直流控制电压，第一路输出电流源控制电压Vctl1，第二路输出电流源控制电压Vctl2。这两路直流控制电压分别控制并调节反馈电阻馈电偏置电路和二极管馈电偏置电路中的电流源大小，进而调节输入管基极偏置电压VB的大小。
第一实施例
图4a和图4b给出本发明的第一实施例和第二实施例的高线性度的射频低噪声放大器的电路图。如图4所示，高线性度的射频低噪声放大器主要包括输入共射级41、输出共栅级42、负载输出匹配网络43和高线性偏置电路44的四个部分。输入共射级41将射频输入电压信号转化为电流信号，同时提供低噪声性能；输出共栅级42将输入共射级41输出的电流信号加到负载输出匹配网络43，在输出阻抗匹配的同时，谐振负载获得高增益，并在输出端RFout产生输出经低噪声放大的电压信号。高线性偏置电路44为输入共射级的输入管提供恒定偏置电压VB，在保证提供低噪声性能的同时极大地提高整个低噪声放大器的线性度。
输入共射级41和输出共栅级42采用HBT‑MOSFET管结构， MOSFET管线性度较好，有利于改善线性度。输出共栅级由两个MOS管M1和M2构成，M1管和M2管的源‑源极和漏‑漏极相互并联连接，一个MOS管M1偏置工作在饱和区，另一个MOS管偏M2置工作在亚阈值区。输出共栅级的两个MOS管M1和M2的源极与输入共射级中输入HBT管Q1的集电极相连，两个MOS管M1和M2的漏极与负载输出匹配网络43的一端相连，两个MOS管M1和M2的栅极分别对应连接片外提供的固定偏置电压VB2、VB3。输出共栅级42将从输入共射级41流入的电流信号送入负载输出匹配网络43，两个MOS管M1和M2漏极经隔直电容C2连接电压信号输出端RFout。负载输出匹配网络43由并联连接的负载电感Ld、负载电容C和负载电阻R组成，负载输出匹配网络43的另一端连接电源VDD。
    所述的输入共射级41由输入隔直电容C1、输入串联电感Lb、输入HBT管Q1以及射极串联电感Le组成。射频输入信号由射频输入端RFin经隔直电容C1的一端输入，隔直电容C1与输入串联电感Lb串联连接，输入串联电感Lb的另一端相连HBT管Q1的基极，HBT管Q1发射极与串联电感Le的一端相连，HBT管Q1集电极连接输出共栅级M1管和M2管的源极，串联电感Le的另一端接地。
    所述的输出共栅级42由第一MOS管M1和第二 MOS管M2构成，第一MOS管M1和第二 MOS管M2的源‑源极以及漏‑漏极相互并联连接，第一MOS管M1偏置工作在饱和区，第二 MOS管M2偏置工作在亚阈值区。 第一MOS管M1和第二 MOS管M2的源极与输入共射级41中输入HBT管Q1的集电极相连，构成HBT‑MOSFET管结构，获得良好的低噪声和线性度性能。第一MOS管M1的栅极连接外部的固定偏置电压VB2，第二 MOS管M2的栅极连接外部的固定偏置电压VB3，第一MOS管M1和第二 MOS管M2的漏极并接端连接负载输出匹配网络43的负载输出端NZ。输出共栅级42将从输入共射极41流入的电流信号馈入负载输出匹配网络43，并在负载输出NZ端经输出匹配电容C2，将输出电压信号送到高线性度的低噪声放大器的输出端RFout。
所述的负载输出匹配网络43包括负载电感Ld、谐振电容C、负载电阻R和输出匹配电容C2。负载电感Ld、谐振电容C和负载电阻R并联连接，一个并联端接到电源VDD，另一并联端与M1漏极相连，输出匹配电容C2一端连接负载输出NZ端，另一端连接低噪声放大器信号输出端RFout。负载电感Ld和谐振电容C谐振在工作频率点，负载电阻R用于降低谐振网络的Q值，增加带宽。输出匹配电容C2与谐振网络共同提供50欧姆阻抗输出。
所述的高线性度偏置电路44包括电荷泵反馈环路45和馈电偏置电路46，用于为输入共发射极41的输入HBT管Q1提供动态的基极偏置电压VB。电荷泵反馈环路45的功率检测电路311检测低噪声放大器输出端RFout输出信号的功率大小，并将产生的控制逻辑电压信号送到电荷泵312的输入端，电荷泵312将输入的控制逻辑电压信号转换为两个控制电流信号，两个控制电流信号对应送到第一低通滤波器451和第二低通滤波器452的输入端，第一低噪声滤波器451输出第一电流源控制电压Vctl1, 第二低噪声滤波器452输出第二电流源控制电压Vctl2，二路电流源控制电压Vctl1和Vctl2分别调节馈电偏置电路46中第一电流源IB1和第二电流源IB2的大小，进而调节高线性偏置电路44输出端VB加在输入共射级HBT管Q1的基极偏置电压VB。
电荷泵反馈环路45由功率检测电路311、电荷泵312、第一低通滤波器451和第二低通滤波器452组成。功率检测电路311为饱和区RMS检波器，其输入端连接射频低噪声放大器输出端RFout，功率检测电路311检测射频低噪声放大器输出信号的平均功率大小，生成逻辑控制信号提供给电荷泵312。电荷泵312将逻辑控制信号转变为两路电压控制信号，两路控制电压信号中包含输出端RFout射频输出信号功率大小的信息。两路电流控制信号对应送第一低通滤波器451和第二低噪通声滤波器452，滤除高频杂波，输出两路电流源控制信号：第一控制电压Vctl1和第二控制电压Vctl2。电荷泵反馈环路45根据功率检测电路311产生的逻辑控制信号，经环路滤波器输出的第一控制电压Vctl1和第二控制电压Vctl2控制向馈电偏置电路的电流源注入电荷或抽取电荷，并控制注入电荷或抽取电荷的大小。环路滤波器45由第一低通滤波器LPF1和第二低通滤波器LPF2组成，用于滤除电荷泵产生的电流信号中的高频杂波，产生相应的控制电压信号。第一低通滤波器LPF1和第二低通滤波器LPF2各有一个输出端，用于为馈电偏置电路46提供两路控制电压：第一控制电压Vctl1和第二控制电压Vctl2。第一低通滤波器451的输出端连接反馈电阻馈电偏置电路461中电流源IB1的控制端，第二低通滤波器452的输出端连接二极管馈电偏置电路462中电流源IB2的控制端。
当射频信号输入RFin端的输入信号较小时，电输入共射级和输出共栅级工作在线性区，电荷泵反馈环路45和馈电偏置电路46正常工作，贡献不为突出。当射频信号输入RFin端的输入信号较大时，功率检测电路311检测到输出端RFout射频输出信号功率较大，产生的逻辑控制信号增大，电荷泵312转变为电流并经低通滤波器滤波后的第一控制电压Vctl1和第二控制电压Vctl2也增大，通过电荷泵反馈环路45的反馈调节作用，使得流过馈电偏置电路46中的第一电流源IB1、第二电流源IB2的电流变大，在高线性偏置电路输出端VB，贡献为较高的偏置电压VB，从而抵消因大信号输入造成输入管Q1基极电压下降的影响，使加在输入管Q1基极电压维持不变。
馈电偏置电路46包括反馈电阻馈电偏置电路461和二极管馈电偏置电路462，用于为输入HBT管Q1提供基极偏置电压VB。反馈电阻馈电偏置电路461由第一电流源IB1，第一HBT管Q2、第二HBT管Q3，第一电阻Rb1、第二电阻Rb2和第三电阻Rbf组成。其中，第一电流源IB1的输入端连接电源VDD，第一电流源IB1的控制端连接第一低通滤波器的输出端，第一电流源IB1的输出端连接第一HBT管Q2的集电极，第一HBT管Q2集电极与第二HBT管Q3基极相连，第一HBT管Q2基极和第二HBT管Q3发射极之间接入第一电阻Rb1，第一HBT管Q2发射极接地。第二HBT管Q3集电极接电源VDD，第二HBT管Q3发射极通过第二电阻Rb2与输入HBT管Q1基极相连，第三电阻Rbf跨接在第一HBT管Q2基极和馈电偏置电路46输出端VB之间，输出端VB连接到输入共射级HBT管Q1的基极，用于降低输入共射级HBT管Q1的基极偏置电路的等效输入阻抗，在强信号输入时有效抑制输入HBT管Q1基极电压的降低，从而提高低噪声放大器的线性度。
二极管馈电偏置电路462由第二电流源IB2，第三HBT管Q4、第四HBT管Q5、第五HBT管Q6组成。其中，第二电流源IB2输入端连接电源VDD，第二电流源IB2的控制端与第二低通滤波器452的输出端相连，第二电流源IB2的输出端连接第三HBT管Q4集电极和第四HBT管Q5集电极；Q4管、Q5和管Q6管采用二极管连接的基极‑集电极并连结构，第五HBT管Q6发射极接地，第四HBT管Q5发射极与第五HBT管Q6集电极相连，第三HBT管Q4集电极与第四HBT管Q5集电极相连，第三HBT管Q4发射极连接输入HBT管Q1基极；用于在强信号输入时为输入HBT管Q1提供所需要的大基极电流。在输入端RFin输入信号较小时，流过第三HBT管Q4支路的电流较小，几乎不影响输入共射级HBT管Q1的噪声性能；当输入端RFin输入信号很强时，流过第三HBT管Q4支路的电流也增大以额外提供输入共射级HBT管Q1所需的大基极电流，使得流过第二电阻Rb2的电流和电压降较小，从而抑制了输入HBT管Q1的基极电压下降，使得大信号下输入HBT管Q1的基极电压VB保持恒定。
通过调节第三电阻Rbf的大小和第三HBT管Q4、第四HBT管Q5、第五HBT管Q6的尺寸大小，使整个低噪声放大器在具有低噪声性能的同时提供足够高的线性度。第三电阻Rbf的取值根据提高线性度和兼顾噪声系数的要求折中考虑，第三电阻Rbf的阻值通常是第二电阻Rb2的两倍左右，第二电阻Rb2的取值范围为10K~20K欧姆，则第三电阻Rbf的阻值范围为20K~40K欧姆。第三HBT管Q4的电流取值关系到线性度和噪声系数，第三HBT管Q4电流取值为2uA~5uA；第四HBT管Q5、第五HBT管Q6电流是第三HBT管Q4的电流的两倍，它们的尺寸是第三HBT管Q4尺寸的两倍。
第二实施例
图4b所示的第二实施例电路与图4a所示的第一实施例电路基本相同，两个实施例不同之处是所述二极管馈电偏置电路由第二电流源IB2、第三MOS管M3、第四MOS管M4和第五MOS管M5组成，第三MOS管M3、第四MOS管M4和第五MOS管M5均为二极管连接结构，即它们的栅极与漏极短接。第四MOS管M4的源极和第五MOS管M5的漏极串联连接，第五MOS管M5的源极接地。
第二电流源IB2的输出端连接第三MOS管M3漏极和第四MOS管M4漏极，第五MOS管M5的源极接地；二极管馈电偏置电路462的输出端即第三MOS管M3源极连接馈电偏置电路的输出端VB，反馈电阻馈电偏置电路461的输出端也并接于馈电偏置电路的输出端VB，馈电偏置电路的输出端VB连接输入共射级HBT管Q1的基极，用于在强信号输入时为输入共射级输入HBT管Q1提供所需要的大基极电流。
通过调节第三电阻Rbf的大小和第三MOS管M3、第四MOS管M4、第五MOS管M5的尺寸大小，使整个低噪声放大器在具有低噪声性能的同时提供足够高的线性度。第三电阻Rbf的取值根据提高线性度和兼顾噪声系数的要求折中考虑，第三电阻Rbf的阻值通常是第二电阻Rb2的两倍左右，第二电阻Rb2的取值范围为10K~20K欧姆，则第三电阻Rbf的阻值范围为20K~40K欧姆。第三MOS管M3的电流取值关系到线性度和噪声系数，第三MOS管M3电流取值为2uA~5uA；第四MOS管M4、第五MOS管M5电流是第三MOS管M3的电流的两倍，它们的尺寸是第三MOS管M3尺寸的两倍。
图5a和图5b分别示出现有技术低噪声放大器与本发明的高线性度射频低噪声放大器的输入1dB压缩点ICP1的性能曲线。通常把增益下降到比线性增益低1dB时的输出功率定义为输出功率的1dB压缩点。输入1dB压缩点ICP1是输出功率的性能参数，压缩点越高，意味着输出功率越高。也用1dB压缩点来描述放大器的线性动态范围，在这个范围内，放大器的输出功率随输入功率线性增加。用1dB压缩点来表示线性度性能的参数，ICP1值越高，表示线性度越好，信号失真越小。通过仿真实验，将数据绘制成本发明的高线性度的射频低噪声放大器与现有技术低噪声放大器的输入1dB压缩点ICP1的性能曲线。仿真对比实验表明：本发明与已有技术的电阻馈电偏置电路相比，采用电荷泵反馈环路给输入管提供动态的基极偏置电压，在保持噪声性能的前提下，1dB压缩点能够提高6~8dB；本发明的馈电偏置电路采用反馈电阻馈电偏置和二极管馈电偏置组合电路结构，在强信号输入时能有效抑制输入管基极偏置电压的下降，显著改善线性度性能，1dB压缩点提高3~5dB，同时对噪声性能也无明显影响。依据图5a和图5b曲线容易得出本发明的高线性度的射频低噪声放大器与现有技术低噪声放大器的噪声系数NF、输入1dB压缩点ICP1和消耗电流三个性能对比数据，对比数据列于表1。
表1
比对电路\对比项 噪声系数NF输入1dB压缩点ICP1消耗电流本发明的低噪声放大器  0.91dB   ‑9.33dBm3.70mA现有技术低噪声放大器  0.90dB    ‑20.60dBm3.70mA
本领域技术人员从表1中可以看出，本发明的高线性度的射频低噪声放大器的噪声系数NF与现有技术低噪声放大器相当，均为0.9dB左右；消耗电流均为3.7mA。而输入1dB压缩点ICP1性能从现有技术低噪声放大器的‑20.6dBm增加到了‑9.33dBm，增加值达到11.27dBm，本发明低噪声放大器提高线性度的效果非常可观。上述比较结果验证了本发明采取的技术方案在保证相同的低噪声系数的前提下，显著的提高了低噪声放大器的线性度，使得本发明的射频低噪声放大器同时具有低噪声性能和高线性度性能。    
本领域技术人员可以理解，在不背离本发明广义范围的前提下，对上述实施例作出若干改动。因而，本发明并不仅限于所公开的特定实施例。其范围应当涵盖所附权利要求书限定的本发明核心及保护范围内的所有变化。