噪声滤波器.pdf

提供一种可以在不在目标频率去除处生成反谐振的情况下可靠地去除差分信号中包括的同相分量的噪声滤波器、以及包括这样的噪声滤波器的传输器件。一对线圈11和12的端部11a和12a在发送电路4附近连接到一对传输线路7a和7b，其它端部11b和12b短路。线圈11和12磁耦合以使得对于在该对传输线路7a和7b上传输的同相分量而言磁通量抵消并且对于在该对传输线路7a和7b上传输的反相分量而言磁通量增强。包括串联连接的电感器2和电容器3的串联电路6连接到该对线圈11和12与GND。该对线圈11和12、电感器2和电容器3的每个值被设置为使得同相分量的谐振频率是目标频率。

权利要求书一种在一对传输线路上提供的噪声滤波器，该对传输线路连接被配置为发送差分信号的发送电路与被配置为接收差分信号的接收电路，所述滤波器包括：
一对线圈；
其中，该对线圈中的一个线圈的一个端部在发送电路附近连接到该对传输线路中的一条传输线路；
其中，该对线圈中的另一个线圈的一个端部在发送电路附近连接到该对传输线路中的另一条传输线路；
其中，该对线圈的其它端部短路，以及
其中，该对线圈的状态处于这样的磁耦合状态：使得在该对传输线路上传输的同相分量的磁通量抵消，在该对传输线路上传输的反相分量的磁通量增强，以及
电感器和电容器；
其中，电感器和电容器是与该对线圈和地串联连接的串联电路，
其中，该对线圈的同相分量的有效电感和电感器的电感的组合电感值、以及电容器的电容值被设置为这样的值：使得该对线圈和串联电路的同相分量的谐振频率被控制为目标频率。
如权利要求1所述的噪声滤波器，其中，在该对线圈与地之间提供多个包括电感器和电容器的串联电路。
如权利要求1或2所述的噪声滤波器，其中，在该对传输线路的连接该对线圈的所述一个端部的位置和接收电路之间提供防止同相分量通过到接收电路的共模滤波器。
如权利要求3所述的噪声滤波器，还包括并联连接到共模滤波器的每个线圈并且被设置为这样的电容值的电容器：该电容值使得该电容器在与谐振频率相同的频率处谐振。
一种传输器件，包括：
发送电路；
接收电路；
传输线路，被配置为连接发送电路和接收电路，并且传输差分信号；以及
噪声滤波器，被提供在传输线路上；
其中，噪声滤波器包括：
一对线圈；
其中，该对线圈中的一个线圈的一个端部在发送电路附近连接到该对传输线路中的一条传输线路；
其中，该对线圈中的另一个线圈的一个端部在发送电路附近连接到该对传输线路中的另一条传输线路；
其中，该对线圈的其它端部短路，以及
其中，该对线圈的状态处于这样的磁耦合状态：使得在该对传输线路上传输的同相分量的磁通量抵消，在该对传输线路上传输的反相分量的磁通量增强，以及
电感器和电容器；
其中，电感器和电容器是与该对线圈和地串联连接的串联电路，
其中，该对线圈的同相分量的有效电感和电感器的电感的组合电感值、以及电容器的电容值被设置为这样的值：使得该对线圈和串联电路的同相分量的谐振频率被控制为目标频率。
如权利要求5所述的传输器件，其中，在该对线圈与地之间提供多个包括电感器和电容器的串联电路。
如权利要求5所述的传输器件，其中，沿着传输线路并行地提供多个噪声滤波器。
如权利要求5至7所述的传输器件，其中，沿着该对传输线路在该对线圈的所述端部连接到的位置和接收电路之间提供被配置为防止同相分量通过接收电路的共模滤波器。
如权利要求8所述的传输器件，还包括并联连接到共模滤波器的每个线圈并且被设置为这样的电容值的电容器：该电容值使得该电容器在与谐振频率相同的频率处谐振。

说明书噪声滤波器
技术领域
本发明涉及一种对于应用于电气电子设备或控制设备的差分传输系统所使用的噪声滤波器以及包括所述噪声滤波器的传输器件。
背景技术
近年来，由于对于高速处理和高清晰度内容的需求很高，所以要求数字MFP和数码相机能够在满足波形质量的同时高速传输大量数字信号。为了高速传输这些大量数据，必须增加传输线路(transmission line)的数量或增加传输速度。然而，由于电子基板小型化并且非常密集，所以难以增加传输线路的数量。
此外，当经由线缆发送数据时，线缆芯的数量直接影响成本。此外，根据传输速度的增加，由于偏斜而产生的信号的定时的变化增大。相应地，保持建立/保持时间变得困难。因此，可以通过很少数量的传输线路高速发送大量数据的串行传输广泛使用。
根据串行传输系统，低速并行信号（如数据信号、地址信号和控制信号）被串行化并且差分地输出到传输线路。所传输的串行信号在接收侧被解串行化，以使得获得并行信号。作为串行传输系统，US2009‑0240994公开了两类传输方法。
第一类传输方法是时钟同步串行传输。连同若干串行化数据一起传输基准时钟信号。根据该系统，由于连同串行化数据一起传输基准时钟信号，所以基准时钟信号与每个数据信号的同步是非常重要的。因此，需要使得每个信号对的偏斜最小化。
第二类方法是时钟嵌入式串行传输。根据该方法，时钟比特加入到串行化数据流并且时钟信号嵌入在数据流中。在接收侧恢复时钟信号和数据信号。根据该传输系统，由于时钟信号嵌入在数据流中，所以与用于时钟同步串行传输的数据信号的时钟信号的条件相比，同步条件将更灵活。
如果通过产生功率损耗的长传输线缆来传输高速信号，则一部分信号分量可能被辐射，使得线缆工作为天线，并且影响其它装置的操作。因此，必须减少装置的电磁干扰（EMI）。
特别地，对于差分传输，在某些情况下，根据在所传输的差分信号的上升沿和下降沿处的波形差别而生成的同相分量当其返回时穿过系统地(system ground)。在此情况下，生成引起问题的大环路天线。由于在驱动器侧去除差分信号的同相分量导致小的天线尺寸，因此重要的是在抑制差分传输中的EMI时去除同相分量。
时钟嵌入式串行传输的EMI抑制包括以下特征。首先，与差分传输线路串联地插入电容器，并且执行AC耦合。如果驱动器和接收机通过线缆而连接，则AC耦合在消除系统之间的地电势的DC电势差方面是有效的。此外，当驱动器和接收机是不同制造商的产品时，AC耦合可以减少阈值差异。
重要的是，当执行AC耦合时，DC电平保持恒定。因此，根据转换表或者通过数学表达式来对所传输的数据进行编码。这是将高电平与低电平之间的逻辑转变数据速率设置为50%。相应地，待以低电平或高电平传输的串行数据不连续达到3至4比特或更多。
因此，对于来自包括差分传输线路的串行传输系统的EMI，差分信号的电平转变很可能在1比特时段中发生。如果这种电平转变发生，则由于生成具有1比特时段的整数倍的同相分量，所以以一个比特时段的频率观测到较大的EMI。
此外，通过正弦函数(sinc function)来表示方波中所传输的数据谱。已知一个比特时段的整数倍的频率没有频谱。换句话说，以差分信号的反相分量的频谱为零的频率生成强EMI。例如，如果传输数据速率是400Mbps，则1比特时段将是400MHz，在整数倍处将看不见传输信号谱。相应地，生成强EMI。
作为用于时钟嵌入式串行传输系统的EMI抑制方法，由于EMI以传输中必要的反相信号谱为零的频率发生，因此，例如，带阻滤波器或陷波（notch）滤波器添加到差分传输线路。由于带阻滤波器和陷波滤波器在去除其中差分传输中必要的反相信号谱不存在的频带方面是有用的，所以其可以在对传输信号谱具有最小影响的情况下高效地去除产生EMI的同相分量。
因此，传统上，使用包括电感器和电容器的串联电路并且与传输线路并联连接的带阻滤波器。更具体地说，如图6A所示，一对传输线路107a和107b连接到包括电感器1021和1022以及电容器1031和1032的串联电路1061和1062。根据串联电路1061、1062中的每一个，形成LC谐振电路。"Microwave Filters,Impedance‑Matching Networks,and Coupling Structures"(G.Matthaei/L.Young E.M.T.Jones ISBN:0‑89006‑099‑1,P725to P772))
引文列表
专利文献
PTL 1：US2009‑0240994
非专利文献
NPL 1："Microwave Filters,Impedance‑Matching Networks,and Coupling Structures"(G.Matthaei/L.Young E.M.T.Jones ISBN:0‑89006‑099‑1,P725to P772)
发明内容
技术问题
串联电路1061和1062的电感器1021和1022以及电容器1031和1032通常是芯片组件。芯片组件通常包括+‑5%的精度误差。因此，在差分传输线路上布置的串联电路1061与1062之间产生谐振频率f1和f2的变化。
因此，如图6B所示，如果在目标谐振频率的高频侧和低频侧上生成串联电路1061和1062的谐振频率f1和f2，则在目标谐振频率处产生反谐振（antiresonance）。如果这种反谐振产生，则将减少用于去除作为同相分量的噪声的效果。
本发明涉及一种可以在不在期望频率处产生反谐振的情况下去除差分传输线路的同相分量的噪声滤波器以及一种使用这样的噪声滤波器的传输器件。
问题的解决方案
根据本发明的一个方面，在连接被配置为发送差分信号的发送电路和被配置为接收差分信号的接收电路的一对传输线路上所提供的噪声滤波器包括一对线圈以及电感器和电容器。该对线圈中的一个线圈的一个端部在发送电路附近连接到该对传输线路中的一条传输线路，该对线圈中的另一个线圈的一个端部在发送电路附近连接到该对传输线路中的另一条传输线路，该对线圈的其它端部短路，该对线圈的状态处于这样的磁耦合状态：使得在该对传输线路上传输的同相分量的磁通量抵消，在该对传输线路上传输的反相分量的磁通量增强。电感器和电容器是与该对线圈和地串联连接的串联电路，该对线圈的同相分量的有效电感和电感器的电感的组合电感值、以及电容器的电容值被设置为这样的值：使得该对线圈和串联电路的同相分量的谐振频率被控制为目标频率。
根据本发明的一个方面，传输器件包括发送电路、接收电路、被配置为连接发送电路和接收电路并且传输差分信号的传输线路以及在传输线路上所提供的噪声滤波器。噪声滤波器包括一对线圈以及电感器和电容器，该对线圈中的一个线圈的一个端部在发送电路附近连接到该对传输线路中的一条传输线路，该对线圈中的另一个线圈的一个端部在发送电路附近连接到该对传输线路中的另一条传输线路，该对线圈的其它端部短路，该对线圈的状态处于这样的磁耦合状态：使得在该对传输线路上传输的同相分量的磁通量抵消，在该对传输线路上传输的反相分量的磁通量增强。电感器和电容器是与该对线圈和地串联连接的串联电路，该对线圈的同相分量的有效电感和电感器的电感的组合电感值、以及电容器的电容值被设置为这样的值：使得该对线圈和串联电路的同相分量的谐振频率被控制为目标频率。
从参照附图对示例性实施例的以下详细描述，本发明的其它特征和方面将变得清楚。
附图说明
图1是根据第一示例性实施例的传输器件的示意图。
图2A是根据第一示例性实施例的传输器件的电路图。
图2B是示出根据第一示例性实施例的传输器件的混合模s参数的计算结果的图。
图3A是根据第二示例性实施例的传输器件的电路图。
图3B是示出根据第二示例性实施例的传输器件的混合模s参数的计算结果的图。
图4A是根据第三示例性实施例的传输器件的电路图。
图4B是根据第三示例性实施例的传输器件的电路图。
图4C是示出根据第三示例性实施例的传输器件的混合模s参数的计算结果的图。
图5A是根据第四示例性实施例的传输器件的电路图。
图5B是根据第四示例性实施例的传输器件的电路图。
图5C是示出根据第四示例性实施例的传输器件的混合模s参数的计算结果的图。
图6A是包括常规噪声滤波器的传输器件的电路图。
图6B是示出使用常规噪声滤波器的传输器件的混合模s参数的计算结果的图。
具体实施方式
以下将参照附图详细描述本发明的各个示例性实施例、特征和方面。
示例1
图1是示出根据本发明第一示例性实施例的包括噪声滤波器的传输器件的配置的示意图。该示例性实施例的传输器件100通过以下操作来执行时钟嵌入式串行传输：将时钟比特加入到串行化数据流，在数据流中嵌入时钟信号，并且在接收侧上恢复时钟信号和数据信号。
根据第一示例性实施例的传输器件100包括第一基板101、在第一基板101上安装的发送电路4、第二基板102以及在第二基板102上安装的接收电路5a。此外，传输器件100包括一对传输线路7a和7b，其连接发送电路4与接收电路5a。
在一对传输线路7a和7b之间并且在接收电路5a附近（即在第二基板102上），差分端接电路（端接电阻器）5b连接到传输线路7a和7b。虽然接收电路5a和差分端接电路5b在不同的芯片上，但可以在一块芯片上实现接收电路5a和差分端接电路5b。
发送电路4经由一对传输线路7a和7b将差分信号发送到接收电路5a。传输线路7a和7b中的每一条包括第一基板101和第二基板102中的每一个上的布线，还包括连接第一基板101和第二基板102中的每一个上的布线的线缆。可以仅由基板上的布线或线缆来制成每个传输线路并且传输线路的形式是根据发送电路和接收电路的布置而被确定的。
此外，传输器件100包括连接到一对传输线路7a和7b的噪声滤波器200。在发送电路4附近在第一基板101上提供噪声滤波器200。
图2A和图2B是包括噪声滤波器200的传输器件100的示意图。图2A是包括噪声滤波器200的传输器件100的电路图。如图2A所示，噪声滤波器200包括四端子电路1A，其包括一对线圈11和12。
线圈11的一端（端部1a）在发送电路4附近连接到传输线路7a，线圈12的一端（端部1b）在发送电路4附近连接到传输线路7b。线圈11的另一端（端部1c）和线圈12的另一端（端部1d）短路。
此外，噪声滤波器200包括串联电路6，其包括串联连接的电感器2和电容器3。在一对线圈11和12（四端子电路1A）与GND之间提供串联电路6。换句话说，串联电路6的一个端部6a连接到一对线圈11和12的端部1c和1d，串联电路6的另一端部（端部6d）连接到GND。GND是在第一基板101上提供的接地图案（见图1）。
对于通过一对传输线路7a和7b的差分信号，反相分量是所述差分信号中所包括的信号分量，同相分量是所述差分信号中所包括的噪声分量。因此，为了使得四端子电路1A能够充当差分模式滤波器，在图2A所示的缠绕方向上缠绕线圈11和12。
相应地，一对线圈11和12处于磁耦合状态下。对于通过一对传输线路7a和7b传输的同相分量而言磁通量被抵消掉，但对于通过一对传输线路7a和7b传输的反相分量而言磁通量被增强。
更具体地，在线圈11的自感是L1，线圈12的自感是L2并且线圈11与12之间的互感是M的情况下，这一对线圈11和12的有效电感表示为L1+L2+‑2M。
此外，对于通过一对传输线路7a和7b传输的反相分量而言磁通量增加的该对线圈11和12的有效电感是L1+L2+2M。另一方面，对于通过该对传输线路7a和7b传输的同相分量而言磁通量被抵消掉的该对线圈11和12的有效电感L1A是L1+L2‑2M（=L1A）。
因此，对于包括一对线圈11和12的四端子电路1A，同相分量的阻抗将低于反相分量的阻抗。此外，四端子电路1A的同相分量的阻抗将低于差分端接电路5b的阻抗，反相分量的阻抗将高于差分端接电路5b的阻抗。
四端子电路1A不限于上述四端子电路，只要磁耦合是差分信号的同相分量的阻抗低于反相分量的阻抗，就可以使用任何四端子电路。例如，使用具有围绕芯缠绕或通过膜而多层化（multilayer）的两条导线以使得对于同相信号分量磁通量彼此抵消掉并且对于反相信号分量磁通量增强的四端子电路。
根据以下方程（1）来确定噪声滤波器200的噪声去除频率Fc（即该对线圈11和12和串联电路6的同相分量的谐振频率）。
[数学式1]