一种反激式开关电源技术领域
本发明涉及开关电源领域，特别涉及反激式开关电源。
背景技术
目前，开关电源应用很广，对于输入功率在75W以下，对功率因数(PF，Power
Factor，也称功率因素)不作要求的场合，反激式(Fly-back)开关电源具有迷人的优势：电
路拓扑简单，输入电压范围宽。由于元件少，电路的可靠性相对就高，所以应用很广。为了方
便，很多文献也称为反激开关电源、反激电源、反激变换器，日本和台湾地区又称返驰式变
换器、返驰式开关电源、返驰电源。用于AC/DC变换器的常见拓扑如图1所示，该图原型来自
张兴柱博士所著的书号为ISBN978-7-5083-9015-4的《开关电源功率变换器拓扑与设计》第
60页。由整流桥101、滤波电路200、以及基本反激拓扑单元电路300组成，300也简称为主功
率级，实用的电路在整流桥前还加有压敏、NTC热敏电阻、EMI(Electromagnetic
Interference)等保护电路，以确保反激式开关电源的电磁兼容性达到使用要求。反激式开
关电源要求原副边绕组之间的漏感越小越好，这样变换效率高，而且原边主功率开关管承
受的耐压也降低，对于使用RCD网络作为去磁、吸收的反激式开关电源，RCD网络的损耗也降
低。注：RCD吸收是指电阻、电容、二极管组成的吸收电路，我国的文献同国际上一样，一般用
字母R给电阻编号并代表电阻，用字母C给电容编号并代表电容，用字母D给二极管编号并代
表二极管，电阻和电容并联，再与二极管串联后形成RCD网络。
当不存在整流桥101时，200、300可以构成DC/DC开关电源或变换器，因为是直流供
电，不存在功率因数的要求，功率可以做到75W以上。事实上，低压DC/DC开关电源中采用反
激拓扑的并非主流，这是因为其输入电流不连续，纹波较大，对之前的供电设备的要求较
高；输出电流也不连续，纹波很大，对后面的滤波电容的容量要求较高；特别是当输入电压
较低时，由于激磁电流变大，原边绕组得采用多股线并绕来降低趋肤效应的损耗；原边绕组
的电感量也较低，经常出现计算出来的匝数不能平铺绕满骨架的线槽的左边到右边。当工
作电压较高时，原边绕组可以采用三明治串联的方案，在低工作电压下，串联导致感量过
大，而被迫采用三明治并联的方案，由于两个原边绕组不在同一层，这两个原边绕组之间就
有漏感，会产生损耗，从而让开关电源的效率变低，引发的问题：
激磁时，由于漏感存在，其感应电压差在漏感上存在压差，引起不可忽视的损耗，
这样理解比较容易：两个并联的原边绕组若匝数差一匝，相当于存在这一匝匝间短路，只不
过是通过两个并联的原边绕组的直流内阻短路，相对来说，损耗没有真正的匝间短路那么
大。去磁时，即副边的整流二极管导通，对输出滤波电容续流充电，这时，原边感应出反射电
压，两个并联的原边绕组会感应出不相等的电压，由于绕组的内阻低，感应出不相等的电压
引起的电流并不小，从而引起损耗和较大的电磁干扰。使用第三绕组去磁的话，第三绕组是
和两个并联的原边绕组中的谁并绕？只能采用两个第三绕组，分别与两个并联的 原边绕组
并绕，然后再并联成“第三绕组”，工艺复杂，由两个绕组并联的第三绕组也存在会感应出不
相等的电压，从而引起损耗和较大的电磁干扰。其实，对于常见的第三绕组去磁，优点为无
损去磁，效率较高，但是第三绕组的线径选择也是一个问题：选得比较细，与原边绕组的并
绕比较麻烦，容易把细线拉断；若选得和原边绕组线径相同，成本高。第三绕组去磁反激式
开关电源，又作“三绕组吸收反激式开关电源”。
反激式开关电源还有一个不足：开关电源的带宽不足，即环路响应差，对于常见的
工作频率为65KHz的开关电源，一般其带宽仅为几百Hz，一般在400Hz以下，想做到1KHz，需
要设计工程师具有高超的设计经验、高超的电路板设计水平、以及高超的调试技巧；对于工
作频率为280～330KHz的开关电源，一般其带宽仅为1～2KHz，想做到10KHz，同样非常困难，
这是反激式开关电源固有的工作特性决定的，光耦检测输出端的电压变化，来决定原边的
占空比大小，以期实现：考虑效率损失后，在单位时间内，原边激磁的能量等于同期内副边
输出的能量。但随着负载的跳变频率的升高，系统的控制环路是无法同步跟上的。这也是在
低压DC/DC开关电源中，对带宽有要求的场合，很少见到反激式开关电源的重要原因，如打
印机、自动门等。
两个并联的原边绕组应用于低压DC/DC开关电源，低压DC/DC开关电源一般指输入
电压在48V以下，部分用途的低压DC/DC开关电源可工作到直流160V，如铁路电源。
发明内容
有鉴于此，本发明要解决现有的低压反激式开关电源存在的不足，提供一种反激
式开关电源，原边绕组可以不采用两个分开的并联，即可以允许原副边绕组之间的漏感较
大，不使用第三绕组去磁，同时变换效率不降低，激磁和去磁时的损耗降低，且带宽变宽，环
路响应好。
本发明的目的是这样实现的，一种反激式开关电源，包括一变压器，第一开关管、
第二开关管，都为N沟道场效应管，第二电容，第一二极管，变压器包括第一原边绕组、第二
原边绕组和副边绕组，副边绕组异名端与第二开关管漏极连接，第二开关管源极与第二电
容一端连接，并形成输出正，副边绕组同名端与第二电容另一端连接，并形成输出负；输入
直流电源的正端同时与第一原边绕组同名端、第一二极管的阴极相连，第一原边绕组异名
端与第一开关管的漏极相连；第一二极管的阳极与第二原边绕组异名端相连，第一开关管
的源极连接第二原边绕组同名端，连接点同时连接输入直流电源的负端；第一开关管栅极
连接原边控制信号；其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，还包括第一电
容，第一电容的一端与第一原边绕组异名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组异名
端相连，第二开关管的栅极连接副边控制信号。
优选地，副边控制信号为受输出正、输出负之间电压控制的PWM信号。
本发明还提供上述方案一的等同方案，为方案二：本发明目的还可以这样实现，一
种反激式开关电源，包括一变压器，第一开关管、第二开关管，都为N沟道场效应管，第二 电
容，第一二极管，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕组异名端与
第二开关管漏极连接，第二开关管源极与第二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组同名
端与第二电容另一端连接，并形成输出负；输入直流电源的正端同时与第一开关管的漏极、
第二原边绕组异名端相连，第一开关管的源极与第一原边绕组同名端相连；第二原边绕组
同名端与第一二极管的阴极相连，第一原边绕组异名端与第一二极管的阳极相连，连接点
同时连接输入直流电源的负端；第一开关管的栅极连接原边控制信号；其特征在于：第一原
边绕组和第二原边绕组为双线并绕，还包括第一电容，第一电容的一端与第一原边绕组同
名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组同名端相连，第二开关管的栅极连接副边控
制信号。
优选地，副边控制信号为受输出正、输出负之间电压控制的PWM信号。
本发明还提供采用P沟道场效应管作为第一开关管的技术方案，在上述方案一的
基础上，电源、二极管、同名端的极性要反过来，而输出整流部分不用反过来，那么得到方案
三：一种反激式开关电源，包括一变压器，第一开关管、第二开关管，第一开关管为P沟道场
效应管，第二开关管为N沟道场效应管，第二电容，第一二极管，变压器包括第一原边绕组、
第二原边绕组和副边绕组，副边绕组异名端与第二开关管漏极连接，第二开关管源极与第
二电容一端连接，并形成输出正，副边绕组同名端与第二电容另一端连接，并形成输出负；
输入直流电源的负端同时与第一原边绕组异名端、第一二极管的阳极相连，第一原边绕组
同名端与第一开关管的漏极相连；第一二极管的阴极与第二原边绕组同名端相连，第一开
关管的源极连接第二原边绕组异名端，连接点同时连接输入直流电源的正端；第一开关管
的栅极连接原边控制信号；其特征在于：第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，还包括
第一电容，第一电容的一端与第一原边绕组同名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕
组同名端相连，第二开关管的栅极连接副边控制信号。
优选地，副边控制信号为受输出正、输出负之间电压控制的PWM信号。
本发明还提供上述方案三的等同方案，为方案二第一开关管为采用P沟道场效应
管的技术方案，在上述方案二的基础上，电源、二极管、同名端的极性要反过来，而输出整流
部分不用反过来，得到方案四：本发明目的还可以这样实现，一种反激式开关电源，包括一
变压器，第一开关管、第二开关管，第一开关管为P沟道场效应管，第二开关管为N沟道场效
应管，第二电容，第一二极管，变压器包括第一原边绕组、第二原边绕组和副边绕组，副边绕
组异名端与第二开关管漏极连接，第二开关管源极与第二电容一端连接，并形成输出正，副
边绕组同名端与第二电容另一端连接，并形成输出负；输入直流电源的负端同时与第一开
关管的漏极、第二原边绕组同名端相连，第一开关管的源极与第一原边绕组异名端相连；第
二原边绕组异名端与第一二极管的阳极相连，第一原边绕组同名端与第一二极管的阴极相
连，连接点同时连接输入直流电源的正端；第一开关管的栅极连接原边控制信号；其特征在
于：第一原边绕组和第二原边绕组为双线并绕，还包括第一电容，第一 电容的一端与第一
原边绕组异名端相连，第一电容的另一端与第二原边绕组异名端相连，第二开关管的栅极
连接副边控制信号。
优选地，副边控制信号为受输出正、输出负之间电压控制的PWM信号。
作为上述四种方案及其优选方案的改进，其特征在于：原边控制信号的占空比固
定。
优选地，原边控制信号的占空比按副边实际输出功率的m倍提供，直到达到最大占
空比后，便不再增加。
优选地，PCB布线时第一原边绕组和第二原边绕组的激磁电流的物理路径的方向
相反。
工作原理将结合实施例，进行详细地阐述。本发明的有益效果为：允许原副边绕组
之间的漏感较大，原边仍采用双线并绕，变换效率高，EMI性能非常好、带宽较好。
附图说明
图1为现有的反激式开关电源用于交流变直流的原理图；
图2为本发明反激式开关电源方案一对应的第一实施例原理图；
图2-1为第一实施例在上电时对电容C1充电的示意图；
图2-2为第一实施例在上电后电容C1充电完成的电压极性示意图；
图2-3为第一实施例中Q1饱和导通时，产生两路激磁电流41、42的示意图；
图2-4为第一实施例中Q1截止，产生续流电流43、去磁电流44的示意图；
图2-5a为第一实施例，Q2工作在第一模式下的波形图；
图2-5b为第一实施例，Q2工作在第二模式下的波形图；
图2-5c为第一实施例，Q2工作在第三模式下的波形图；
图2-6为第一实施例图2中副边整流电路中的一种等效原理图；
图3为本发明反激式开关电源方案二对应的实施方式二原理图；
图3-1为本发明副边整流电路采用P沟道场效应管的原理图；
图3-2为本发明副边整流电路采用P沟道场效应管的一种等效原理图；
图4为本发明反激式开关电源方案三对应的实施方式三原理图；
图5为本发明反激式开关电源方案四对应的实施方式四原理图。
具体实施方式
第一实施例
图2示出了本发明第一实施例的反激式开关电源的原理图，包括一变压器B，第一
开关管Q1、第二开关管Q2，都为N沟道场效应管，第二电容C2，第一二极管D1，变压器B包括第
一原边绕组NP1、第二原边绕组NP2和副边绕组NS，副边绕组NS异名端与第二开关管Q2漏极d连
接，第二开关管Q2源极s与第二电容C2一端连接，并形成输出正，为图中Vout的+端，副边绕
组NS同名端与第二电容C2另一端连接，并形成输出负，为图中Vout的-端；输入直流电源UDC
的正端+同时与第一原边绕组NP1同名端、第一二极管D1的阴极相连，第一原边 绕组NP1异名
端与第一开关管Q1的漏极d相连；第一二极管D1的阳极与第二原边绕组NP2异名端相连，第一
开关管Q1的源极s连接第二原边绕组NP2同名端，连接点同时连接输入直流电源UDC的负端-；
第一开关管Q1栅极g连接原边控制信号；第一原边绕组NP1和第二原边绕组NP2为双线并绕，
还包括第一电容C1，第一电容C1的一端与第一原边绕组NP1异名端相连，第一电容C1的另一
端与第二原边绕组NP2异名端相连，第二开关管Q2的栅极g连接副边控制信号，副边控制信号
为受输出正、输出负之间电压控制的PWM信号。
同名端：图中绕组中以黑点标记的一端；
异名端：图中绕组中没有黑点标记的一端；
原边控制信号：包括PWM脉冲宽度调制信号、PFM脉冲频率调制等各种方波；
副边控制信号：副边控制信号为受输出正、输出负之间电压控制的PWM信号，PWM脉
冲宽度调制信号、PFM脉冲频率调制等各种方波，都称为PWM信号。
变压器B：第一原边绕组NP1和第二原边绕组NP2在图中，其磁心用虚线相连，表示其
为绕在一只变压器上，共用同一只磁芯，并非独立的变压器，只是为了图形清晰、连接关系
简单，才使用了图中的画法。
在图2中，N沟道场效应管Q1的源极连接第二原边绕组NP2同名端，连接点同时连接
输入直流电源UDC的负端-，即场效应管Q1的源极连接输入直流电源UDC的负端-，这在实际应
用中并不直接存在，这是因为在开关电源领域中，基本拓扑的工作原理分析都会略去不必
要的因素。在实际应用中，场效应管的源极都会接入电流检测电阻或电流互感器来检测平
均电流或峰值电流来实现各种控制策略，这种通过电流检测电阻或电流互感器与源极相
连，等同与源极相连，这是本技术领域的公知技术，本申请遵循业界默认的规则。若使用电
流互感器，电流互感器可以出现在激磁回路的任何一个地方，如场效应管的漏极，如第一原
边绕组的同名端或异名端，而且电流互感器除了传统的原边为一匝的“导线”、副边为多匝
线圈的磁心式互感器，还可以是霍尔传感器。
工作原理：参见图2，当第一电容C1(为了分析方便，按教科书的标准，以下简称为
电容C1或C1，其它器件同，如输入直流电源简称为直流电源或电源)不存在时，电路的原边
部分就是一个第三绕组去磁的反激式开关电源，第二原边绕组NP2就成了去磁专用的“第三
绕组”，但是本发明就是加了电容C1后，电路的工作原理与现有技术比，完全不同；
图2电路在上电时，D1因反偏而不工作，Q1因没有收到原边控制信号也相当于开
路，那么直流电源UDC通过第一原边绕组NP1向C1充电，该电流同时通过第二原边绕组NP2回到
直流电源UDC的负端，如图2-1所示，图中用二个箭头标出了对C1充电电流的方向：NP1中从同
名端流向异名端；NP2中从异名端流向同名端；NP1和NP2为双线并绕，这两个充电电流大小相
等，产生的磁通相反，完全抵消，即在上电时，直流电源UDC通过变压器B两个绕组向C1充电，
这两个绕组因为互感作用而抵消，不起作用，C1相当于通过NP1和NP2的直流内阻与直流电源
UDC并联，C1仍起到电源滤波、退耦的作用；
随着时间的推移，C1的端电压等于UDC的电压，左正而右负，如图2-2所示；
当Q1正常收到原边控制信号时，以一个周期为例，Q1的栅极为高电平时，Q1饱和导
通，其内阻等于通态内阻Rds(ON)，为了分析方便，把这种情况看作是直通，是一条导线，如图
2-3所示，D1处于反偏状态，不参与工作；这时产生两路激磁电流，图2-3中的41和42所示，
电流41为：直流电源UDC正端通过第一原边绕组NP1的同名端进，NP1的异名端出，Q1
的漏极进，Q1的源极出，回到直流电源UDC负端；
电流42为：电容C1左正端通过Q1的漏极进，Q1的源极出，再通过第二原边绕组NP2的
同名端进，NP2的异名端出，回到电容C1右负端；
为了方便，直流电源UDC负端称为地，因C1左正端通过饱和导通的Q1接直流电源UDC
负端，即接地，那么，C1的右负端的电压约为-UDC，在这个激磁过程中，若C1的端电压因容量
不足，出现下降的趋势，即：C1的右负端的电压出现上升的趋势，其绝对值小于UDC，那么在激
磁的过程中，Q1饱和导通对第一原边绕组NP1激磁时，同名端感应出正电压，异名端感应出负
电压，大小等于加在NP1两端的电压，等于UDC，这时，由于NP1和NP2是双绕并绕，NP2两端同样感
应出：同名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小等于UDC，这个电压会对C1直接充电，
这是一个正激的过程，使得C1的端电压不会因容量不足而出现任何下降；前文也有述：电源
UDC通过变压器B两个绕组向C1充电，这两个绕组因为互感作用而抵消，不起作用，C1相当于
通过NP1和NP2的直流内阻与电源UDC并联，电源UDC通过极低的直流内阻直接向C1补充电能，其
端电压维持稳定；
可见，41和42两路激磁电流是并联关系，由于NP1和NP2感量相同，激磁电压相同，都
等于UDC，41和42完全相等，在激磁过程中，副边绕组NS按匝比同样产生感应电压，这个感应
电压是：同名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小等于UDC乘以匝比n，即NS感应出下
正上负的电压，这个电压与C2的端电压串联，加在Q2的两端，Q2反偏而不导通，这时副边相
当于空载，无输出；
在激磁过程中，41和42电流呈线性向上增加；电流方向在电感中是从同名端流向
异名端；
为了保证电磁兼容性达到使用要求，布线时是有技巧的，观察图2-3中的41和42，
41为顺时针电流方向，42为逆时针方向，若在布电路板时，也保证这两个电流一个是顺时
针，另一个是逆时针，那么激磁时产生的磁通，在远一点的地方观察，是可以抵消的，这样，
本发明的反激式开关电源的EMI性能将非常好。
当Q1的栅极由高电平变为低电平，Q1也由饱和导通变为截止，由于电感中的电流
不能突变，尽管这时Q1已截止，但是41和42电流仍要从同名端流向异名端，由于原边的电流
回路已被切断，磁心里的能量在副边从同名端流向异名端，参见图2-4，副边绕组NS出现从
同名端流向异名端的电流，如图2-4中43所示，该电流的初始大小＝(41和42在Q1关断瞬 间
之和)/匝比n，该电流是否存在，取决于Q2是否同步地处于导通状态，把Q2换成一只整流二
极管，为描述简单记为D2，那么D2的导通是被动的，其导通的总时长记为TD，TD是一个变量，
按电感电压伏秒平衡定律，当Q1的激磁时间必变时，TD也在改变，D2的导通总时长TD是一个
假设的量。
由于Q2的栅极g连接副边控制信号，副边控制信号为受输出正、输出负之间电压控
制的PWM信号，那么就得到多种工作方式：
第一种，Q2和D2同步导通，且工作时长等于TD，这就是带有输出同步整流的反激式
开关电源，带宽没有改变。这种方式就是类似传统的同步整流工作方式，但仍不同，传统的
同步整流中，同步整流管中的体二极管与假设的整流二极管D2的方向是相同的，而本发明
中，见图2，按技术方案的连接，Q2的体二极管与D2的方向是相反的。
第二种，Q2在TD的时间内，以短于TD的时间导通，且是受Vout电压控制的开关方式，
当输出电压比标准值低时，下一个周期或几个周期后，Q2的导通时间增加；当输出电压比标
准值高时，下一个周期或几个周期后，Q2的导通时间缩短；即本发明，通过特殊的电路结构，
让原边通过D1实现无损去磁，这样，让Q1处于过激磁状态才成为可能，变压器B在反激式开
关电源中是作为电感运行的，Q1储存在变压器B的能量充足，可以由副边输出电压Vout直接
控制Q2的导通占空比，这样实现了副边控制，其控制延时极短，几乎是实时模式，当输出电
压比标准值高时，即负载变轻，下一个周期或几个周期后，Q2的导通时间缩短，这样，输出电
压就会降低；当输出电压比标准值低时，即负载变重，下一个周期或几个周期后，Q2的导通
时间增加，Q2通过NS从变压器B中向输出端释放出更多的能量，使得输出电压快速上升，达
到标准值。
即，原边控制信号的占空比按副边实际输出功率的m倍提供，在实际实施时，由于
储存的能量与激磁电流的平方成正比，激磁电流与占空比成线性比例，即m为1.1时，实际储
存的能量为1.1的平方，为1.21，即预留了21％的能量来对付输出端的负载突变；若按预留
了100％的能量来对付输出端的负载突变，即是输出功率的一倍，那么m约为1.41倍即可，即
原有的占空比为0.1，此时，(原边激磁的能量×效率)＝同期内副边输出的能量；那么本发
明的占空比要按0.141来运行，显然m为大于1的一个数值，当m为2时，其平方为4，储存的能
量为4，实际输出才为1，相当于预留了300％的能量储备。
那么，Q2在TD的时间内，以短于TD的时间导通，也存在三种工作模式：
1)第一模式：Q2和TD同步导通，波形图参见图2-5a，即让输出整流用的Q2开关管和
假设的二极管D2同步导通，但却可以提前关断。Ugs1为Q1的栅极控制信号；iQ1为Q1的漏极电
流，也是41和42加起来的激磁电流之和；Ugs2为Q2的栅极控制信号；iQ2为Q2的漏极电流，也是
向滤波电容和负载的供电电流；iD1为D1的去磁电流，该能量被UDC回收。iQ2和iD1组成了完整
的去磁电流。
2)第二模式：Q2在TD中间导通，波形图参见图2-5b，即让输出整流用的Q2开关管在
假设的二极管D2中间导通，滞后导通，可以提前关断。Ugs1为Q1的栅极控制信号；iQ1为Q1的漏
极电流，也是41和42加起来的激磁电流之和；Ugs2为Q2的栅极控制信号；iQ2为Q2的漏极电流，
也是向滤波电容和负载的供电电流；iD1为D1的去磁电流，被分成两段，该能量被UDC回收。iQ2
和两段iD1组成了完整的去磁电流。
3)第三模式：Q2和TD同步结束，波形图参见图2-5c，即让输出整流用的Q2开关管和
假设的二极管D2同步关断。Ugs1为Q1的栅极控制信号；iQ1为Q1的漏极电流，也是41和42加起
来的激磁电流之和；Ugs2为Q2的栅极控制信号；iQ2为Q2的漏极电流，也是向滤波电容和负载
的供电电流；iD1为D1的去磁电流，该能量被UDC回收。iQ2和iD1组成了完整的去磁电流。这种模
式，由于Q2的电流较小，输出功率小，适合用于轻载模式。
当然，可以设计出副边控制专用IC，在上述三种模式下自由地根据负载变动来切
换，实现最优控制。
传统的反激式开关电源的输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名，输出
电压取决于环路控制电路，与反激式变压器(如图1、图2系列图中的变压器B)的原边与副边
的匝比无关；在能量传递过程中，变压器B并不是变换电压的作用，而是隔着磁芯续流的作
用，是Buck-Boost变换器的隔离版本；所以变压器B通常又称为反激式变压器；
而在本发明中，输出电压还受控制于Q2的副边控制信号，副边控制信号为受输出
正、输出负之间电压控制的PWM信号，这实际上是一种很特殊的副边控制模式。Q2的导通在
大部份情况下，是比TD要小的，只有在负载电流忽然变大的情况下，才有可能是和TD完全相
同的工作时长，但随着负载电流持续稳定在大电流下，原边的Q1的占空比继而加大，仍向副
边提供多余的能量，以确保负载再次突变时，有能量向副边快速释放。
由于原边绕组与副边绕组，在一般情况下不可能是双线并绕，一定存在漏感。原边
绕组激磁电感上储存的能量，在Q1关断后通过变压器B被传输到副边绕组NS、输出端，但是
漏感上的能量没有传递，造成Q1管两端过压并损坏Q1管。本发明对漏感进行去磁的电路由
D1和第二原边绕组NP2组成，这个电路同时对Q2提前关断、未及时导通时去磁，其工作原理
为：
第一原边绕组NP1和第二原边绕组NP2为双线并绕，这两个绕组之间的漏感为零，在
Q1关断瞬间及以后，漏感上的能量没有传递到副边，第二原边绕组NP2中漏感的电能量，其电
流方向同激磁时的方向，从同名端流向异名端，即在图2-4中，由下向上流动，开通D1，且这
个电能量被直流电源UDC吸收，形成44所示的漏感去磁电流；
第一原边绕组NP1中漏感的电能量，通过无漏感地耦合到第二原边绕组NP2中，通过
D1实现去磁，同样形成44所示的漏感去磁电流；Q2提前关断、未及时导通时去磁和这个相
似，不再分析。
显而易见，输出电压Vout除以匝比n，这就是在副边绕组NS在Q2导通时在原边形成
的“反射电压”，为了良好地去磁，反射电压不能大于直流电源UDC的值，本电路才可以良好地
工作。由于41和42的电流相同，第一原边绕组和第二原边绕组的线径相同，这样绕制方便，
这里所述的线径相同，还包括它们本身都是相同规格利兹线，颜色可以不同，即多股线绞
合，为了方便识别，包括利兹线的同规格线材其颜色可以不同。随着工作频率的提升，高频
电流更趋于在漆包线的表面流动，这种情况下，利兹线可以解决这一问题。当然，使用两种
不同颜色的漆包线先做成利兹线，直接绕制，再按颜色分出第一原边绕组和第二原边绕组，
或这两个绕组的线径和股数都不相同，都同样实现发明目的。
电路的变形极多，完全用权利要求保护难度较大，如对于图2来说，由于Q2和NS是
串联，两者互换位置，是完全可以工作的，即把图2的副边换成图2-6的副边整流电路，同样
实现发明目的，这种串联电路，互换位置，视为等同替代。
参见图2-6，副边整流电路的另一种连接关系为：副边绕组NS异名端与第二电容C2
一端连接，并形成输出正，为图中Vout的+端；副边绕组NS同名端与第二开关管Q2源极s连接，
第二开关管Q2漏极d与第二电容C2一端连接，并形成输出负，为图中Vout的-端；用它替代图2
中的副边整流电路，同样实现发明目的。
可见，与传统的三绕组吸收反激式开关电源相比，本发明有很多不同，主要为：传
统的三绕组吸收反激式开关电源的“第三绕组”不参与激磁，只参与去磁；而本发明不存在
第三绕组，两个原边绕组均参与激磁，而在去磁时，其中的第二原边绕组NP2中却参与了漏感
的去磁，实现了漏感能量的无损吸收。正因为实现了漏感能量的无损吸收，所以，允许原、副
边的漏感较大，也不影响开关电源的变换效率，这样实现了高效率，而且本发明中，去磁绕
组为第二原边绕组NP2，它也是参与激磁的，提高了原边绕组的电流密度，提高了开关电源的
功率密度。直流电源UDC的来源，可以由交流电经过整流后，通过电解电容滤波或填谷电路滤
波后获得。再者，本发明向变压器B的磁芯提供更多的能量，而让副边的Q2按输出需要来整
流，实现了副边控制，使得带宽变得很好。
所以，与现有技术相比，本发明有如下有益效果：允许原副边绕组之间的漏感较
大，原边仍采用双线并绕，变换效率高，EMI性能非常好、带宽很好。
第二实施例
本发明还提供上述第一实施例的等同方案，对应方案二，参见图3，一种反激式开
关电源，包括一变压器B，第一开关管Q1、第二开关管Q2，都为N沟道场效应管，第二电容C2，
第一二极管D1，变压器B包括第一原边绕组NP1、第二原边绕组NP2和副边绕组NS，副边绕组NS
异名端与第二开关管Q2漏极d连接，第二开关管Q2源极s与第二电容C2一端连接，并形成输
出正，为图中Vout的+端，副边绕组NS同名端与第二电容C2另一端连接，并形成输出负，为图
中Vout的-端；输入直流电源UDC的正端+同时与第一开关管Q1的漏极d、第二原边绕组NP2异
名端相连，第一开关管Q1的源极s与第一原边绕组NP1同名端相连；第二原边绕组NP2同名端
与第 一二极管D1的阴极相连，第一原边绕组NP1异名端与第一二极管D1的阳极相连，连接点
同时连接输入直流电源UDC的负端-；第一开关管Q1的栅极g连接原边控制信号；其第一原边
绕组NP1和第二原边绕组NP2为双线并绕，还包括第一电容C1，第一电容C1的一端与第一原边
绕组NP1同名端相连，第一电容C1的另一端与第二原边绕组NP2同名端相连，第二开关管Q2的
栅极g连接副边控制信号，副边控制信号为受输出正、输出负之间电压控制的PWM信号。
事实上，第二实施例是第一实施例的等效变形：在第一实施例的图2基础上，把两
个激磁回路的串联器件的位置，上下同时互换一下，即NP1和Q1互换位置，同时把D1和NP2互
换位置，C1仍接在两个串联器件的连接点中间，就得到了第二实施例图3的电路，由于Q1的
源极电压是变动的，所以，这个电路是浮地驱动，应该成本较高，一般应该不会采用。
其工作原理简述：
参见图3，电路在上电时，D1因反偏而不工作，Q1因没有收到原边控制信号也不工
作，相当于开路，那么直流电源UDC通过NP2向C1充电，该电流同时通过NP1回到直流电源UDC的
负端，同样在上电时，直流电源UDC通过变压器B两个绕组向C1充电，这两个绕组因为互感作
用而抵消，不起作用，C1相当于通过NP2和NP1的直流内阻与直流电源UDC并联，C1仍起到电源
滤波、退耦的作用；
随着时间的推移，C1的端电压等于UDC的电压，右正而左负；
当Q1饱和导通，其内阻等于通态内阻Rds(ON)，同前文看作是一条导线，这时产生两
路激磁电流，
第一路为：直流电源UDC正端通过Q1的漏极进，Q1的源极出，再通过第一原边绕组
NP1的同名端进，NP1的异名端出，回到直流电源UDC负端；
第二路为：电容C1右正端通过第二原边绕组NP2的同名端进，NP2的异名端出，Q1的
漏极进，Q1的源极出，回到电容C1左负端；
为了方便，直流电源UDC负端这里假设为接地，称为地，因C1左负端通过饱和导通的
Q1接直流电源UDC正端，那么，C1的右正端的电压约为2UDC对地，在这个激磁过程中，若C1的
端电压因容量不足，即C1的右正端的电压出现下降的趋势，C1两端绝对值小于UDC，那么在激
磁的过程中，Q1饱和导通对第一原边绕组NP1激磁时，同名端感应出正电压，异名端感应出负
电压，大小等于加在NP1两端的电压，等于UDC，这时，由于NP1和NP2是双绕并绕，NP2两端同样感
应出：同名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小为UDC，这个电压会对C1直接充电，这
是一个正激的过程，使得C1的端电压不会因容量不足而出现任何下降；前文也有述：直流电
源UDC通过变压器B两个绕组向C1充电，这两个绕组因为互感作用而抵消，不起作用，C1相当
于通过NP1和NP2的直流内阻与直流电源UDC并联，直流电源UDC通过极低的直流内阻直接向C1
补充电能，其端电压维持稳定；
可见，第一路和第二路激磁电流是并联关系，由于NP1和NP2感量相同，激磁电压相
同，都等于UDC，这两路是完全相等，在激磁过程中，副边绕组NS按匝比同样产生感应电压，同
名端感应出正电压，异名端感应出负电压，大小等于UDC乘以匝比n，即NS感应出下正上负的
电压，这个电压与C2的端电压串联，加在Q2的两端，Q2反偏而不导通，这时副边相当于空载，
无输出；
在激磁过程中，第一路和第二路激磁电流呈线性向上增加；电流方向在电感中是
从同名端流向异名端；
当Q1截止时，电感中的电流不能突变，磁心里的能量在副边从同名端流向异名端，
副边绕组NS出现从同名端流向异名端的电流，该电流通过部分时间导通的Q2，向电容C2充
电，Vout建立电压或持续输出能量，这个过程也是去磁的一部分过程。Q2不导通时，去磁电
流经过D1实现去磁。其工作过程同图2-5a、图2-5b、图2-5c。
第二实施例为第一实施例的变形，工作原理等效，同样实现发明目的。作为用N沟
道场效应管的技术方案，还可以用P沟道场效应管来实现，P沟道场效应管在低工作电压下，
成本也是比较低的，这时，在上述第一实施例的基础上，电源、二极管、同名端的极性要反过
来，输出整流部分不用反过来，那么得到第三实施例，如下述。
这里先展现用P沟道场效应管实现副边整流电路，参见图3-1，一种副边整流电路：
第二开关管Q2为P沟道场效应管，副边绕组NS异名端与第二开关管Q2源极s连接，第二开关
管Q2漏极d与第二电容C2一端连接，并形成输出正，为图中Vout的+端，副边绕组NS同名端与
第二电容C2另一端连接，并形成输出负，为图中Vout的-端。
如对于图3-1来说，由于Q2和NS是串联，两者互换位置，是完全可以工作的，这种串
联电路，互换位置，视为等同替代，得到下述副边整流电路：
参见图3-2，副边整流电路的另一种连接关系为：一种副边整流电路：第二开关管
Q2为P沟道场效应管，副边绕组NS异名端与第二电容C2一端连接，并形成输出正，为图中
Vout的+端；副边绕组NS同名端与第二开关管Q2漏极d连接，第二开关管Q2源极s与第二电容
C2一端连接，并形成输出负，为图中Vout的-端；用它替代图2、图3中的副边整流电路，同样
实现发明目的。
第三实施例
参见图4，也是前述的方案三，一种反激式开关电源，包括一变压器B，第一开关管
Q1、第二开关管Q2，第一开关管Q1为P沟道场效应管，第二开关管Q2为N沟道场效应管，第二
电容C2，第一二极管D1，变压器B包括第一原边绕组NP1、第二原边绕组NP2和副边绕组NS，副边
绕组NS异名端与第二开关管Q2漏极d连接，第二开关管Q2源极s与第二电容C2一端连接，并
形成输出正，为图中Vout的+端，副边绕组NS同名端与第二电容C2另一端连接，并形成输出
负，为图中Vout的-端；输入直流电源UDC的负端-同时与第一原边绕组NP1异名端、第一二极
管D1的阳极相连，第一原边绕组NP1同名端与第一开关管Q1的漏极d相连；第一二极管D1的阴
极与第二原边绕组NP2同名端相连，第一开关管Q1的源极s连接第二原边绕组NP2异名端，连
接点同时连接输入直流电源UDC的正端+；第一开关管Q1的栅极g连接原边控制信号；第一原
边绕组NP1和第二原边绕组NP2为双线并绕，还包括第一电容C1，第一电容C1的一端与第一原
边绕组NP1同名端相连，第一电容C1的另一端与第二原边绕组NP2同名端相连，第二开关管Q2
的栅极g连接副边控制信号，副边控制信号为受输出正、输出负之间电压控制的PWM信号。
对比图2和图4，可以发现，第三实施例就是把第一实施例的直流电源UDC、二极管
D1、第一原边绕组NP1和第二原边绕组NP2的同名端的极性反过来，Q1由N管换成P管而得到。
要注意的是，输出整流部分的副边整流电路不用折腾，保持原样，当然，副边整流电路采用
图2-6、图3-1、图3-2的方案都可以实现发明目的。图4中输入直流电源UDC的正为地，属于负
电源工作的开关电源，P沟道场效应管本身也是负电平驱动，正好合适。
所以，其工作原理同第一实施例，这里不再赘述，同样实现发明目的。
第四实施例
本发明还提供上述第三实施例的等同方案，参见图5，为方案二为Q1采用P沟道场
效应管的技术方案，在上述方案二的基础上，电源、二极管、同名端的极性要反过来，而输出
整流部分不用反过来，得到方案四：一种反激式开关电源，包括一变压器B，第一开关管Q1、
第二开关管Q2，第一开关管Q1为P沟道场效应管，第二开关管Q2为N沟道场效应管，第二电容
C2，第一二极管D1，变压器B包括第一原边绕组NP1、第二原边绕组NP2和副边绕组NS，副边绕组
NS异名端与第二开关管Q2漏极d连接，第二开关管Q2源极s与第二电容C2一端连接，并形成
输出正，为图中Vout的+端，副边绕组NS同名端与第二电容C2另一端连接，并形成输出负，为
图中Vout的-端；输入直流电源UDC的负端-同时与第一开关管Q1的漏极d、第二原边绕组NP2
同名端相连，第一开关管Q1的源极s与第一原边绕组NP1异名端相连；第二原边绕组NP2异名
端与第一二极管D1的阳极相连，第一原边绕组NP1同名端与第一二极管D1的阴极相连，连接
点同时连接输入直流电源UDC的正端+；第一开关管Q1的栅极g连接原边控制信号；第一原边
绕组NP1和第二原边绕组NP2为双线并绕，还包括第一电容C1，第一电容C1的一端与第一原边
绕组NP1异名端相连，第一电容C1的另一端与第二原边绕组NP2异名端相连，第二开关管Q2的
栅极g连接副边控制信号，副边控制信号为受输出正、输出负之间电压控制的PWM信号。
图5的第四实施例是第三实施例的变形：在第三实施例的图4基础上，把两个激磁
回路的串联器件都互换一下，即NP1和Q1互换位置，同时把D1和NP2互换位置，C1仍接在两个
串联原边绕组NP1和NP2的中间，就得到了第四实施例图5的电路，由于Q1的源极电压是变动
的，所以，这个电路是浮地驱动，应该成本较高，一般应该不会采用。
对比图3和图5，可以发现，第四实施例就是把图3的第二实施例的直流电源UDC、二
极管D1、第一原边绕组NP1和第二原边绕组NP2的同名端的极性反过来，Q1由N管换成P管而得
到。要注意的是，输出整流部分的副边整流电路不用折腾，保持原样，当然，副边整流电路采
用图2-6、图3-1、图3-2的方案都可以实现发明目的。图5中输入直流电源UDC的正为地，同样
属于负电源工作的开关电源，P沟道场效应管本身也是负电平驱动，正好合适。
所以，其工作原理同第二实施例，这里不再赘述，同样实现发明目的。
本发明还有一个极大的优势，当副边存在多路输出时，由于每一路是独立的利用
自己的输出电压控制自己的整流管Q2a、Q2b、Q2c等，每一路的电压调整率互不影响，实现每
路的高精度输出电压与很好的带宽。
需要说明的是：本发明原边电路包括图2、图3、图4和图5共4种情况；副边整流电路
包括图2、图3、图3-1和图3-2共4种情况，原边电路和副边整流电路可以任意选择一种进行
组合，均能实现发明目的，上文没有提及的实施方式本说明书不再一一赘述。
以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对
本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还
可以做出若干改进和润饰，如加入控制环路实现输出的稳压，这是通过现有技术显而易见
得到的，如采用其它符号的开关管Q1等，副边输出加入多路输出，滤波使用π型滤波，这些改
进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以
权利要求所限定的范围为准。