储能变流系统与变流器及双向变流器的控制方法和控制器技术领域
本发明涉及微电网电力变换技术领域，特别涉及一种储能变流系统与变流器及双
向变流器的控制方法和控制器。
背景技术
我国西北部等光伏和风电丰富的地区出现了大规模的弃光和弃风现象，其重要原
因之一就是光伏发电和风力发电的输出不稳定导致的并网困难。目前，主流的解决方案是
为这些光伏电站或者风电场配套一定容量的储能系统，起到一个改善电能质量和“蓄水池”
的缓冲作用，以及对大电网的削峰填谷作用，由于储能系统可以并网运行，也可以离网运
行，有效地提高了区域电网的供电可靠性和安全性。
储能系统主要由储能装置、储能变流器和并网开关等组成，其中，储能变流器是储
能系统能量变换和传输的核心，实现了储能装置直流到电网交流电的转换，以及储能装置
和电网之间的能量的双向传输。
电能变换是通过储能变流器中功率开关器件的高频开关来实现的，这就给交流侧
电流引入了高次的谐波，交流侧电流的谐波含量是衡量储能变流器品质的一个重要指标，
虽然储能变流器中一般都会有LC或者LCL型滤波电路，但受限于体积、重量和成本，滤波电
感器和电容器不会太大，滤波电路的截止频率一般选取为功率开关器件开关频率的10％，
对于高频谐波的滤除效果显著，但对于11次以内的次高频谐波滤除效果不佳。
因此，需要一种有效的装置和方法来减小储能变流器的交流侧电流谐波含量，改
善输出电能质量。
发明内容
本发明提供了一种储能变流系统与变流器及双向变流器的控制方法和控制器，以
解决现有技术中对储能变流器交流侧电流中11次以内的次高频谐波滤除效果不佳的问题。
为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：
一方面，本发明提供了一种储能变流器中双向变流器的控制方法，该方法包括：
将预先确定的馈网电流参考值与储能变流器交流侧的电感电流相减，得到偏差信
号，并将偏差信号经过准比例谐振控制器调制得到电压基准信号；
将储能变流器交流侧的馈网电流进行线性卡尔曼滤波处理，得到馈网电流中各次
谐波电流的状态估计信号；
将馈网电流中各次谐波电流的状态估计信号经过相对应的增益处理后作为减量
与电压基准信号相减，得到电压参考信号；
将电压参考信号经过PWM发生器调制，得到控制双向变流器功率开关管的开通与
关断的SPWM控制信号。
另一方面，本发明提供了一种储能变流器中双向变流器的控制器，该控制器包括：
第一减法器、准比例谐振控制器、线性卡尔曼滤波器、第一增益器，第二减法器、PWM发生器；
第一减法器，用于将预先确定的馈网电流参考值与储能变流器交流侧电感电流相
减，得到偏差信号并发送给准比例谐振控制器；
准比例谐振控制器，用于对接收到的偏差信号进行调制，得到电压基准信号并发
送给第二减法器；
线性卡尔曼滤波器，用于将储能变流器交流侧的馈网电流进行线性卡尔曼滤波处
理，得到馈网电流中各次谐波电流的状态估计信号并发送给第一增益器；
第一增益器，用于对馈网电流中各次谐波电流的状态估计信号进行相对应的增益
处理，并将增益后的各次谐波电流的状态估计信号发送给第二减法器；
第二减法器，用于将增益后的各次谐波电流的状态估计信号作为减量与电压基准
信号相减，得到电压参考信号并发送给PWM发生器；
PWM发生器，用于对电压参考信号进行调制，得到控制双向变流器功率开关管的开
通与关断的SPWM控制信号。
再一方面，本发明提供了一种储能变流器，包括双向变流器和与双向变流器连接
的上述控制器。
又一方面，本发明还提供了一种储能变流系统，包括储能装置，电网和上述储能变
流器，储能变流器连接在储能装置和电网之间，用于为储能装置充电或为电网供电。
本发明实施例的有益效果是：本发明通过对储能变流器交流侧的馈网电流进行线
性卡尔曼滤波处理，得到馈网电流中各次谐波电流的状态估计信号后，并利用增益后的状
态估计信号修正电压基准信号，得到电压参考信号，使PWM发生器根据电压参考信号生成所
需的SPWM控制信号，控制双向变流器功率开关管的开通与关断，从而滤除交流电流中谐波
含量较高的次高频谐波含量，改善输出电能的质量。
附图说明
图1为本发明实施例提供的储能变流器中双向变流器的控制器的结构框图；
图2为本发明实施例提供的控制器的信号处理流程图；
图3为本发明实施例提供的储能变流器中双向变流器的控制方法流程图；
图4为本发明实施例提供的储能变流器结构框图；
图5为本发明实施例提供的储能变流器结构图；
图6为本发明实施例提供的另一种储能变流器的结构图；
图7为本发明实施例提供的储能变流系统结构框图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方
式作进一步地详细描述。
实施例一
图1为本发明实施例提供的储能变流器中双向变流器的控制器的结构框图，如图1
所示，该控制器1包括：第一减法器11、准比例谐振控制器12、线性卡尔曼滤波器13、第一增
益器14，第二减法器15、PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)发生器16；
第一减法器11与准比例谐振控制器QPR 12连接，用于将预先确定的馈网电流参考
值与储能变流器交流侧电感电流相减，得到偏差信号并发送给准比例谐振控制器QPR 12；
其中，馈网电流参考值为交流电流；
准比例谐振控制器QPR 12与第二减法器15连接，用于对接收到的偏差信号进行调
制，得到电压基准信号并发送给第二减法器15；
线性卡尔曼滤波器LKF 13与第一增益器14连接，用于将储能变流器交流侧的馈网
电流进行线性卡尔曼滤波处理，得到馈网电流中各次谐波电流的状态估计信号并发送给第
一增益器14；
第一增益器14与第二减法器15连接，用于对馈网电流中各次谐波电流的状态估计
信号进行相对应的增益处理，并将增益后的各次谐波电流的状态估计信号发送给第二减法
器15；
第二减法器15与PWM发生器16连接，用于将增益后的各次谐波电流的状态估计信
号作为减量与电压基准信号相减，得到电压参考信号并发送给PWM发生器16；
PWM发生器16，用于对电压参考信号进行调制，得到控制双向变流器功率开关管的
开通与关断的SPWM(Sinusoidal Pulse Width Modulation，正弦脉冲宽度调制)控制信号。
本实施例的控制器通过利用线性卡尔曼滤波器LKF对储能变流器交流侧的馈网电
流进行线性卡尔曼滤波处理，得到馈网电流中各次谐波电流的状态估计信号后，并利用增
益后的状态估计信号修正电压基准信号，得到电压参考信号，使PWM发生器根据电压参考信
号生成所需的SPWM控制信号，控制双向变流器功率开关管的开通与关断，滤除交流电流中
谐波含量较高的次高频谐波含量，改善输出电能的质量。
虽然本实施例利用增益后的馈网电流中各次谐波电流的状态估计信号修正电压
基准信号后，使得PWM发生器生成的SPWM控制信号能够滤除交流电流中谐波含量较高的次
高频谐波含量，但无法有效地滤除交流电流中的高频谐波，因此在本实施例的一个优选方
案中，进一步利用储能变流器交流侧的电容电流修正电压基准信号，使PWM发生器生成的
SPWM控制信号还能够滤除交流电流中的高频谐波。
在本优选方案中，图1所示的控制器还包括与第二减法器15连接的第二增益器，第
二增益器用于将储能变流器交流侧的电容电流进行增益处理，将增益后的电容电流发送给
第二减法器15；第二减法器15，进一步用于将增益后的各次谐波电流的状态估计信号作为
减量，以及将增益后的电容电流作为减量，将两个减量与电压基准信号与相减，得到电压参
考信号。
由于图1中的线性卡尔曼滤波器LKF 13仅能处理线性信号，但储能变流器交流侧
的馈网电流信号属于非线性，因此本实施例的一个实现方案中，控制器对馈网电流信号进
行了线性化数字建模。
在本实施例的该实现方案中，图1中的控制器还包括采样电路和模型计算电路，采
用电路用于以Δt为采样间隔对馈网电流进行
离散化处理，得到离散化的馈网电流
模型计算电路用于建立离散化的馈网电流的状态方程为
输出方程为Y(k)＝CX(k)+λ(k)；
其中，I0和In分别表示馈网电流的基波与n(n＝3,5，…11)次谐波的幅值，ω0为馈
网电流的基波角频率，θ0与θn分别表示基波和n次谐波的初始相位角，k表示第k次采样，状态
变量X(k)＝[x1(k),x2(k),...,x12(k)]T，Y(k)为输出变量，
和λ(k)表示系统过程噪声和
测量噪声，B＝[1 0 1 0 … 1 0]T，C＝[1 0 1 0 … 1 0]，
建立馈网电流信号的线性化数字建模后，线性卡尔曼滤波器LKF 13依照下述方式
对储能变流器交流侧的馈网电流进行线性卡尔曼滤波处理：
步骤1，根据建立的线性状态方程和输出方程，分别确定系统过程噪声和测量
噪声λ(k)的协方差Q和R，并初始化状态变量的估计矩阵和状态变量的协方差估计矩阵
步骤2，根据所述线性状态方程、系统过程噪声和测量噪声的协方差以及状态变量
的估计矩阵和状态变量的协方差估计矩阵，建立预测协方差矩阵
和卡尔曼增益
步骤3，利用建立的卡尔曼增益K和输出侧电流测量值Y修正当前的估计矩阵得
到修正后的当前的估计矩阵
步骤4，利用修正后的当前的估计矩阵预测下一时刻的估计矩阵并根
据建立的卡尔曼增益和预测协方差矩阵P计算下一时刻的协方差估计矩阵
其中E为单位矩阵；
步骤5，利用下一时刻的协方差估计矩阵更新初始化的协方差估计矩阵以及
利用下一时刻的估计矩阵更新初始化的估计矩阵在下一时刻时返回步骤2进行循环
迭代，直至储能变流器停止工作。
其中，上述分别表示馈网电流信号中3,5，…，11次谐
波的估计值。
为便于说明书本实施例的控制器的具体工作过程，下面参考图2所示的信号处理
流程进行说明。
图2为本发明实施例提供的控制器的信号处理流程图，如图2所示，控制器对信号
处理流程为：
S1，根据给定的有功无功(P、Q)指令，经过功率控制环节得到储能变流器中交流侧
的馈网电流参考值i*。
有功无功指令可以人为设置，也可以由上层控制发出，控制器的功率控制电路根
据所述有功无功指令与采样的电网电压进行功率分析，即可得到所需的馈网电流参考值
i*。
需要说明的是，由于储能变流器中双向变流器一端连接直流侧，另一端连接交流
侧，其可以实现电能的整流和逆变双向流动，因此双向变流器可以根据给定的有功无功指
令实现逆变交流输出到交流电网进行供电，也可以进行可控整流给储能装置充电。图2示例
性示出了在给定了有功无功指令实现逆变交流输出到交流电网进行供电时，交流侧的馈网
电流参考值i*的确定方法，当双向变流器进行可控整流为储能装置充电时，可以根据恒流
充电电流与直流侧的馈电电流进行交流化处理，得到交流侧的馈网电流参考值i*。
S2，将交流侧的馈网电流参考值i*与反馈回来的交流侧电感电流iL相减，偏差输
入到准比例谐振控制器QPR中得到电压基准信号u0。
S3，电压基准信号u0与交流侧电容电流iC采样值经过增益K后的信号相减，得到一
中间处理信号。
需要指出的是，增益K的取值范围为(0,1]，增益K起到滤波电容串联一个虚拟电阻
的作用，以减小滤波电容中流过的电流谐波影响，且不会造成能量损耗。
S4，储能变流器交流侧的馈网电流采样信号iac经过线性卡尔曼滤波器LKF处理
后，得到交流电流iac中各次谐波电流的状态估计信号ithn(n代表谐波的阶次，在本发明中
n取值为3、5、7、9和11，因为这些阶次的谐波中通常是交流电流谐波含量相对最高的谐波)，
ithn经过相对应增益Kn之后作为减量与上一步骤S3得到的中间处理信号相减，得到电压参
考信号u*。
本步骤可以抵消馈网电流波形中相应阶次的谐波，类似于有源滤波；其中，增益Kn
的取值范围为(0,1)，其取值取决于储能变流器交流侧到电网之间的输出阻抗的大小。
需要说明的是，本实施例为便于说明，将步骤S3和步骤S4分开限定说明，在实现
时，步骤S3和S4的信号都输出到第二减法器作为减量与准比例谐振控制器QPR输出的电压
基准信号u0相减。
S5，电压参考信号u*经过PWM发生器得到SPWM控制信号，通过SPWM控制信号实现对
双向变流器中的功率开关器件进行控制。
由上，本实施例通过上述步骤S1～S5滤除了交流电流中谐波含量较高的次高频谐
波含量，并且滤除了交流电流中的高频谐波，有效地改善了输出电能的质量。
需要说明的是，本实施例的储能变流器交流侧可以连接单相交流电网，也可以连
接三相交流电网，如图5所示，当储能变流器交流侧连接单相交流电网时，本实施例中储能
变流器交流侧的电感电流iL为电感L5的电流，储能变流器交流侧的电容电流iC为滤波电容
C6的电流，储能变流器交流侧的馈网电流iac为交流预充电电路7的电流；如图6所示，当储
能变流器交流侧连接三相交流电网时，本实施例中储能变流器交流侧的电感电流iL为电感
L5处的三相电感电流，储能变流器交流侧的电容电流iC为滤波电容C7的三相电容电流，储
能变流器交流侧的馈网电流iac为交流预充电电路8处的三相馈网电流电流。
实施例二
本实施例采用与实施例一相同的技术构思，提供了一种储能变流器中双向变流器
的控制方法。
图3为本发明实施例提供的储能变流器中双向变流器的控制方法流程图，如图3所
示，该方法包括：
S300，将预先确定的馈网电流参考值与储能变流器交流侧的电感电流相减，得到
偏差信号，并将偏差信号经过准比例谐振控制器调制得到电压基准信号。
S320，将储能变流器交流侧的馈网电流进行线性卡尔曼滤波处理，得到馈网电流
中各次谐波电流的状态估计信号。
S340，将馈网电流中各次谐波电流的状态估计信号经过相对应的增益处理后作为
减量与电压基准信号相减，得到电压参考信号。
S360，将电压参考信号经过PWM发生器调制，得到控制双向变流器功率开关管的开
通与关断的SPWM控制信号。
本实施例通过对储能变流器交流侧的馈网电流进行线性卡尔曼滤波处理，得到馈
网电流中各次谐波电流的状态估计信号，并利用增益后的状态估计信号修正电压基准信
号，得到电压参考信号，使PWM发生器根据电压参考信号生成所需的SPWM控制信号，控制双
向变流器功率开关管的开通与关断，滤除交流电流中谐波含量较高的次高频谐波含量，平
滑分布式电源的输出，减小电压波动，改善输出电能的质量。
虽然本实施例利用增益后的馈网电流中各次谐波电流的状态估计信号修正电压
基准信号后，使得PWM发生器生成的SPWM控制信号能够滤除交流电流中谐波含量较高的次
高频谐波含量，但无法有效地滤除交流电流中的高频谐波，因此在本实施例的一个优选方
案中，进一步利用储能变流器交流侧的电容电流修正电压基准信号，使PWM发生器生成的
SPWM控制信号还能够滤除交流电流中的高频谐波。
本优选方案中，图3中步骤S340通过下述方式得到电压参考信号包括：
将馈网电流中各次谐波电流的状态估计信号经过相对应的增益处理后作为减量，
以及将储能变流器交流侧的电容电流经过增益处理后作为减量，将两个减量与电压基准信
号与相减，得到电压参考信号。
由于图3中储能变流器交流侧的馈网电流信号属于非线性，因此本实施例还需进
一步对馈网电流信号进行线性化数字建模。
在本实施例的一个实现方案中，利用公式(1)表示储能变流器交流侧的馈网电流：
其中，I0和In分别表示馈网电流的基波与n(n＝3,5，…11)次谐波的幅值，ω0为馈
网电流的基波角频率，θ0与θn分别表示基波和n次谐波的初始相位角。
对馈网电流进行离散化后可以得到离散化的馈网电流iac(k)：
公式(2)中的Δt为采样间隔，k表示第k次采样，则第k+1次采样的馈网电流iac(k+
1)可表示为：
公式(3)正交分解后，可以表示为公式(4)：
令：
可见，变量x1(k)与变量x2(k)，变量x3(k)与变量x4(k)，…，变量x11(k)与变量x12(k)
对应表示相互正交的信号分量。
根据公式(5)和公式(2)可以得到馈网电流的状态方程为
输出方程为Y(k)＝CX(k)+λ(k)；
其中，状态变量X(k)＝[x1(k),x2(k),...,x12(k)]T，Y(k)为输出变量，即为馈网电
流iac的采样值，和λ(k)表示系统过程噪声和测量噪声，B＝[1 0 1 0 … 1 0]T，C＝[1
0 1 0 … 1 0]，
由上，馈网电流信号的线性化数字建模完成，通过上述线性化数字建模即可通过
线性卡尔曼滤波器对交流电流采样信号中的谐波进行状态估计，估计方法如下：
步骤1，根据建立的线性状态方程和输出方程，分别确定系统过程噪声和测量
噪声λ(k)的协方差Q和R，并初始化状态变量的估计矩阵和状态变量的协方差估计矩阵
步骤2，根据所述线性状态方程、系统过程噪声和测量噪声的协方差以及状态变量
的估计矩阵和状态变量的协方差估计矩阵，建立预测协方差矩阵
和卡尔曼增益
步骤3，利用建立的卡尔曼增益K和输出侧电流测量值Y修正当前的估计矩阵得
到修正后的当前的估计矩阵
步骤4，利用修正后的当前的估计矩阵预测下一时刻的估计矩阵并根据
建立的卡尔曼增益和预测协方差矩阵P计算下一时刻的协方差估计矩阵
其中E为单位矩阵；
步骤5，利用下一时刻的协方差估计矩阵更新初始化的协方差估计矩阵以及
利用下一时刻的估计矩阵更新初始化的估计矩阵在下一时刻时返回步骤2进行循环
迭代，直至储能变流器停止工作。
其中，上述分别表示馈网电流信号中3,5，…，11次谐
波的估计值，即图2中的交流电流iac中各次谐波电流的状态估计信号ithn。
实施例三
基于与实施例一相同的技术构思，本实施例提供了一种储能变流器。
图4为本发明实施例提供的储能变流器结构框图，如图4所示，该储能变流器400包
括双向变流器4和实施例一中的控制器1,本实施例中的控制器1的结构可参见实施例一的
相关说明，在此不再赘述。
实现时，双向变流器4和控制器1可以集成为一体。
其中，本实施例中的双向变流器4是由功率开关器件组成的全桥式电路拓扑结构，
功率开关器件可以是但不局限于IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极
型晶体管)、MOS管(绝缘栅型场效应管)或者IGCT(Integrated Gate Commutated
Thyristors，集成门极换流晶闸管)，为吸收功率开关器件开通或关断时产生的电压尖峰，
优选地在功率开关器件上并联高频电容；控制器1可以是但不局限于TI的DSP、飞思卡尔的
MCU或者其他厂家的数字信号处理器，控制器1采集的电信号包括但不局限于：交流侧的馈
网电流信号iac、交流侧的电感电流信号iL和电容电流信号iC等信号，此外，控制器1还能够
生成控制双向变流器内部功率开关器件工作的SPWM控制信号。
本实施例中的全桥式电路拓扑结构可以实现电能的整流/逆变双向流动，其一端
连接直流侧，另一端连接交流侧，可以根据设定的有功无功实现逆变交流输出到交流电网
的供电，也可以实现可控整流给储能装置充电。
在本实施例的一个优选方案中，参考图5或图6所示，储能变流器还包括：直流侧滤
波电路和交流侧滤波电路，直流侧滤波电路连接在储能变流器的储能端和双向变流器之
间，交流侧滤波电路连接在双向变流器和储能变流器的电网端之间，交流侧滤波电路还与
控制电路连接。
其中，直流侧滤波电路可滤除直流电流中的高次谐波；交流侧滤波电路可吸收双
向变流器中高频开关器件造成的高次谐波，交流侧滤波电路可以采用但不局限于LC型滤波
电路或者LCL型滤波电路，参考图5和图6，图5示出了采用串联的滤波电感L5和并联的滤波
电容C6组成的LC型滤波电路，图6示出了采用串联的滤波电感L5和滤波电感L6以及并联的
滤波电容C7组成的LCL型滤波电路。
在本优选方案中，参考图5所示，储能变流器还包括：直流预充电电路1和交流侧预
充电电路7，直流预充电电路1连接在储能变流器的储能端和直流侧滤波电路之间，交流侧
预充电电路7连接在交流侧滤波电路和储能变流器的电网端之间。
其中，直流预充电电路1可实现对直流侧电容的充电和处于亏电状态的储能装置
的预充电；设计时，直流侧滤波电路1中装有多个限流电阻，根据储能装置的电压等级不同，
而投切不同数量的限流电阻，实现宽电压范围的接入，而不会出现过流的情况。
交流侧预充电电路7可以实现交流侧滤波电路和直流侧滤波电路中电容的限流充
电，防止电容充电电流过大损坏器件；设计时，交流侧预充电电路7装有多个限流电阻，根据
电网的电压幅值，而投切不同数量的限流电阻，从而实现宽电压范围的接入，不会出现过流
的情况，保护电容和内部功率器件。
在本实施例的另一个优选方案中，参考图5，直流侧滤波电路由电解电容C2与串联
的LC谐振电路3并联形成，所述LC谐振电路3的谐振频率为两倍电网电压频率，利用该LC震
荡电路抑制直流侧电流的二次脉动，提高储能装置的循环寿命。
实施例四
基于与实施例三相同的技术构思，本实施例提供了一种储能变流系统。
图7为储能变流系统结构框图，如图7所示，该储能变流系统包括储能装置9、电网
10和实施例三中的储能变流器400(或储能变流器500，或储能变流器600)，储能变流器连接
在储能装置9和电网10之间，用于为储能装置充电或为电网供电。
本实施例中储能装置9集成有电池管理系统(BMS)，实现光伏电站或者风电场电能
平滑输出，抑制电压波动和削峰填谷；储能装置可以是铅酸/铅碳电池、锂离子电池、超级电
容或者飞轮电池等，根据不同的应用场合选择不同的储能介质，比如能量型储能，则可以选
择铅酸/铅碳电池、钫液流电池等，作为备用电源和/或者削峰填谷，若是功率型储能，则可
以采用锂离子电池、超级电容等，平滑电能输出，维持电网稳定。本实施例的储能装置的电
压范围为450-700V。
电网10承担着储能变流器负载和供电电源的双重角色，根据储能变流器接受的不
同指令来变换角色，电网不局限于通常所认为的大电网，还可以是光伏电站或者风电场与
电网相连的交流母线，在本实施例中，电网可以为单相交流电网，也可以为三相交流电网。
综上所述，本发明实施例公开了一种储能变流系统与变流器及双向变流器的控制
方法和控制器，本发明实施例至少具有如下优点：
1、本实施例通过多重手段来抑制储能变流器交流侧交流电流的谐波含量，使其能
够很好地满足储能装置的并网要求，改善与其配套的光伏电站或者风电场等分布式能源的
电能输出质量。
2、可以准确的掌握储能变流器交流侧各节点处电流和电压的各次谐波含量，可以
替代复杂的FFT算法。
在分析储能变流器交流侧各节点处电流和电压的各次谐波含量时，采集储能变流
器交流侧相应节点处的电压或电流信号，将采集到的电压或电流信号利用本实施例的线性
卡尔曼滤波算法进行分析，即可得到该电压或电流信号中各次谐波含量。
3、可以根据指令工作于并网或者离网的工作模式，平滑分布式电源的输出，减小
电压波动，削峰填谷，解决大电网触及不到地区的供电难问题。
4、可以抑制直流侧电流的二次脉动，提高储能装置的循环寿命。
为了便于清楚描述本发明实施例的技术方案，在发明的实施例中，采用了“第一”、
“第二”等字样对功能和作用基本相同的相同项或相似项进行区分，本领域技术人员可以理
解“第一”、“第二”等字样并不对数量和执行次序进行限定。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，在本发明的上述教导下，本领域技术人员
可以在上述实施例的基础上进行其他的改进或变形。本领域技术人员应该明白，上述的具
体描述只是更好的解释本发明的目的，本发明的保护范围应以权利要求的保护范围为准。