电动动力转向控制装置 技术领域 本发明涉及对汽车的驾驶员的操舵力提供助力的电动动力转向控制装置， 特别是 涉及用于抑制干扰等所致的振动的电动动力转向控制装置。
背景技术 一般， 在电动动力转向控制装置中， 通过确定与操舵转矩大致成比例的助力转矩， 并增大表示其比例关系的转矩比例增益， 由此降低汽车的驾驶员的操舵转矩， 并且提供适 合的操舵感觉。而且， 在电动动力转向控制装置中， 要求抑制马达产生的齿槽转矩、 与齿轮 的齿同步地产生的脉动、 从路面传来的干扰等振动， 提高驾驶员的感觉 ( 振动感觉 )。
作为用于达到这样的目的的以往的电动动力转向控制装置， 有具备低通滤波器 (LPF) 和高通滤波器 (HPF) 的装置 ( 例如， 参照专利文献 1)。 这样， 通过 LPF 抽出操舵分量， 并实施助力转矩控制， 通过 HPF 抽出高频振动分量， 并针对该分量， 使用与低频不同的控制 器 ( 另一增益 ) 进行控制。
另外， 作为其它的以往的电动动力转向控制装置， 有与抑制从连接到车轮的拉杆 (Tie rod) 输入的制动振动等干扰传递到方向盘的控制相关的装置 ( 例如， 参照专利文献 2)。在该专利文献 2 中， 为了降低对操舵控制的影响， 采用了如下那样的结构。即， 针对操 舵转矩信号， 使用 2 次以上的 HPF 而使操舵分量衰减， 而且将该信号作为输入， 利用具有大 的不灵敏区的控制量映射器来运算控制量， 降低操舵分量。
另外， 构成为具有基于操舵转矩、 操舵速度以及车速的 3 个增益映射器， 在操舵转 矩大时、 操舵速度大时、 或者车速小时， 通过使控制量成为零， 从而进一步降低操舵分量。
专利文献 1 ： 日本专利 2838053 号公报
专利文献 2 ： 日本特开 2006-137341 号公报
发明内容 但是， 在现有技术中， 有以下那样的问题。
在专利文献 1 那样的电动动力转向控制装置中， 在抽出干扰等振动分量时， 使用 了高通滤波器 (HPF)。 此处， 例如考虑马达产生的齿槽转矩的频带低而接近驾驶员操舵的频 率即大致 5Hz 以下的情况。在该情况下， 无法充分地分离振动分量和操舵分量， 在无法充分 降低振动的点、 或者产生对操舵的影响而使操舵感觉降低的点中存在问题。
另外， 在专利文献 2 那样的电动动力转向控制装置中， 在使操舵分量降低而抽出 振动的滤波器中， 需要使用 2 次以上的高次的 HPF， 而且分别针对操舵转矩、 操舵速度、 以及 车速， 单独地具备 3 个增益映射器。因此， 运算量多且复杂。另外， 由于在控制量映射器中 存在大的不灵敏区， 所以无法使振动小于该不灵敏区的宽度。 即， 无法将振动抑制到驾驶员 感觉不到的程度。
而且， 在专利文献 2 那样的电动动力转向控制装置中， 并不是考虑了齿槽转矩或 与齿轮齿同步的脉动等干扰传递到方向盘时的传递特性的增益映射器的结构。因此， 需
要通过在控制量映射器中设置不灵敏区、 或者使用 3 个增益映射器等复杂且运算量多的结 构， 来降低操舵分量。
本发明是为了解决上述那样的问题而完成的， 其目的在于得到一种电动动力转向 控制装置， 不会给操舵带来影响， 不会降低操舵感觉， 而能够降低马达产生的齿槽转矩等振 动分量。
本发明的电动动力转向控制装置具备 ： 助力映射器， 基于由驾驶员对方向盘施加 的操舵转矩， 输出辅助转矩电流 ； 振动抽出滤波器， 对操舵转矩或者生成助力转矩的马达的 旋转速度进行滤波处理， 从而降低低频侧的增益， 输出振动分量信号 ； 电流可变增益映射 器， 将马达中流过的电流检测为第 1 状态量， 计算基于电流的电流可变增益 ； 旋转速度可变 增益映射器， 将马达或者方向盘的旋转速度检测为第 2 状态量， 计算基于旋转速度的旋转 速度可变增益 ； 校正单元， 根据振动分量信号、 电流可变增益以及旋转速度可变增益， 计算 振动抑制电流 ； 以及电流控制单元， 将使用振动抑制电流来校正辅助转矩电流而得到的信 号计算为目标电流， 控制马达中流过的电流。
另外， 本发明的电动动力转向控制装置具备 ： 助力映射器， 基于由驾驶员对方向盘 施加的操舵转矩， 输出辅助转矩电流 ； 振动抽出滤波器， 对操舵转矩或者生成助力转矩的马 达的旋转速度进行滤波处理， 从而降低低频侧的增益， 输出振动分量信号 ； 梯度可变增益映 射器， 将助力映射器中的辅助转矩电流相对操舵转矩的梯度检测为第 3 状态量， 输出基于 梯度的梯度可变增益 ； 旋转速度可变增益映射器， 将马达或者方向盘的旋转速度检测为第 2 状态量， 输出基于旋转速度的旋转速度可变增益 ； 校正单元， 根据振动分量信号、 梯度可 变增益以及旋转速度可变增益， 计算振动抑制电流 ； 以及电流控制单元， 将使用振动抑制电 流来校正辅助转矩电流而得到的信号计算为目标电流， 控制马达中流过的电流。 根据本发明的电动动力转向控制装置， 具备利用根据操舵转矩或者马达的状态量 计算出的可变增益来校正经由振动抽出滤波器计算出的暂定振动抑制电流从而求出振动 抑制电流的结构， 从而能够排除对操舵感觉的影响， 并且能够充分抑制还包含操舵频带的 分量的频率的干扰， 能够得到不会对操舵造成影响从而不会降低操舵感觉地能够降低马达 产生的齿槽转矩等振动分量的电动动力转向控制装置。
附图说明
图 1 是示出本发明的实施方式 1 中的电动动力转向控制装置的结构的框图。 图 2 是示出本发明的实施方式 1 中的助力映射器的输入输出特性图和示出其梯度 图 3 是本发明的实施方式 1 中的振动抽出滤波器的频率特性图。 图 4 是示出本发明的实施方式 1 中的旋转速度可变增益映射器的输入输出特性的图。
图。 图 5 是示出本发明的实施方式 1 中的电流可变增益映射器的输入输出特性图。
图 6 是示出本发明的实施方式 1 中的振动抑制控制单元的输入输出特性图。
图 7 是本发明的实施方式 1 中的干扰传递特性的例示图。
图 8 是示出了表示本发明的实施方式 1 中的操舵感觉的基本的特性的曲线即操舵 角和操舵转矩的利萨茹曲线 (Lissajous curve)、 以及与其对应的时间波形的图。
图 9 是示出了表示本发明的实施方式 1 中的操舵感觉的基本的特性的曲线即操舵 角和操舵转矩的利萨茹曲线、 以及与其对应的时间波形的图。
图 10 是示出了表示本发明的实施方式 1 中的操舵感觉的基本的特性的曲线即操 舵角和操舵转矩的利萨茹曲线、 以及与其对应的时间波形的图。
图 11 是示出本发明的实施方式 1 的变形例中的梯度可变增益映射器的输入输出 特性图。
图 12 是示出本发明的实施方式 2 中的电动动力转向控制装置的结构的框图。
图 13 是示出本发明的实施方式 2 中的可变滤波频率映射器 23 的输入输出特性 图。
图 14 是示出本发明的实施方式 2 中的车速可变增益映射器的输入输出特性图。
图 15 是示出本发明的实施方式 3 中的电动动力转向控制装置的结构的框图。
图 16 是示出本发明的实施方式 4 中的电动动力转向控制装置的结构的框图。 具体实施方式
以下， 使用附图， 说明本发明的电动动力转向控制装置的优选的实施方式。
实施方式 1.
图 1 是示出本发明的实施方式 1 中的电动动力转向控制装置的结构的框图。 另外， 此处省略了电动动力转向装置自身的详细说明， 其是已经公知的结构即可， 例如， 能够参照 上述专利文献 1 以及专利文献 2 中说明的结构。
在该图 1 中， 转矩传感器 1 使用公知的扭力杆等来检测驾驶员进行了操舵时的操 舵转矩 τ0。然后， 相位补偿器 2 为了取得针对在由后级的助力映射器 11 所致的反馈增益 增大时易于产生的振荡振动的稳定余量， 根据该转矩传感器 1 的输出， 在振荡频率附近使 相位超前。
图 2 是示出本发明的实施方式 1 中的助力映射器的输入输出特性图和示出其梯度 的图。具体而言， 在图 2 的 (a) 中， 作为助力映射器， 示出了作为输入的操舵转矩和作为输 出的辅助转矩电流的输入输出特性。另外， 图 2 的 (b) 示出针对辅助转矩电流的助力映射 器梯度的关系。而且， 图 2 的 (c) 示出针对操舵转矩的助力映射器梯度的关系。并且， 助力 映射器 11 具有图 2 的 (a) 所示那样的输入输出特性， 将从相位补偿器 2 输出的相位补偿后 的操舵转矩 τ0 作为输入， 输出对马达 5 提供的辅助转矩电流 Ia。
另外， 对助力映射器 11， 还输入检测车辆的速度而得到的信号即车速 Vx。由此， 根 据车速， 变更辅助转矩电流 Ia 的输出中使用的助力映射器的输入输出特性。在图 2 的 (a) 中， 例示了车速大的情况和小的情况这 2 个情形。因此， 在助力映射器 11 中， 将相位补偿器 2 的相位补偿后的操舵转矩信号 τ0 作为输入， 根据与车速 Vx 对应地发生变化的图 2 所示 那样的特性， 计算作为输出信号的辅助转矩电流 Ia。
另外， 作为反馈信号， 旋转速度检测单元 7 检测马达 5 的旋转速度。而且， 电流检 测单元 6 检测马达 5 中流过的电流 Id。
接下来， 振动抽出滤波器 21 通过对来自转矩传感器 1 的操舵转矩信号 τ0 进行滤 波， 从操舵转矩信号中降低操舵分量， 抽出振动分量信号 Sb。 图 3 是本发明的实施方式 1 中 的振动抽出滤波器的频率特性。 接下来， 振动抑制控制单元 22 根据由振动抽出滤波器 21 抽出的振动分量信号 Sb， 运算暂定振动抑制电流 Ist。另外， 关于这些振动抽出滤波器 21 的 结构方法以及振动抑制控制单元 22 的功能， 在后面详细说明。
接下来， 说明本实施方式 1 中的作为可变增益映射器的旋转速度可变增益映射器 31 以及电流可变增益映射器 32。旋转速度可变增益映射器 31 根据由旋转速度检测单元 7 检测出的旋转速度信号 Sn( 相当于第 2 状态量 )， 输出旋转速度可变增益 Kω。图 4 是示出 本发明的实施方式 1 中的旋转速度可变增益映射器的输入输出特性图。旋转速度可变增益 映射器 31 具备该图 4 所示那样的输入输出特性数据， 根据旋转速度信号 Sn 来输出旋转速 度可变增益 Kω。
另外， 电流可变增益映射器 32 根据由电流检测单元 6 检测出的电流 Id( 相当于第 1 状态量 )， 输出电流可变增益 Ki。图 5 是示出本发明的实施方式 1 中的电流可变增益映射 器的输入输出特性图。电流可变增益映射器 32 具备该图 5 所示那样的输入输出特性数据， 根据电流 Id 输出电流可变增益 Ki。另外， 关于这些旋转速度可变增益映射器 31 以及电流 可变增益映射器 32 的具体的内容， 在后面详细说明。
接下来， 乘法器 41( 相当于校正单元 ) 对暂定振动抑制电流 Ist 乘以旋转速度可 变增益 Kω 以及电流可变增益 Ki， 而运算振动抑制电流 Is。然后， 加法器 51 通过将作为助 力映射器 11 的输出的辅助转矩电流 Ia、 与作为乘法器 41 的输出的振动抑制电流 Is 进行相 加， 而得到作为应在马达 5 中实现的电流的目标电流 It。 接下来， 电流控制单元 3 进行电流控制以使由电流检测单元 6 检测的电流 Id 与由 加法器 51 运算的目标电流 It 一致。作为一个例子， 电流控制单元 3 将 PWM 信号等电压指 令信号 Sv 输出到例如由 H 桥电路或者逆变器电路构成的驱动电路 4， 由此， 将与 PWM 信号对 应的驱动电流输出到马达 5。 然后， 马达 5 产生对由驾驶员引起的转向轴的操舵力进行辅助 的助力转矩。
另外， 构成图 1 所示的控制装置的模块并非全部由硬件构成。在本实施方式 1 中， 直至由加法器 51 根据转矩传感器 1 的输出转矩信号 τ0 和由旋转速度检测单元 7 检测的 信号 Sn 来运算目标电流 It 为止的结构、 或者直至电压指令信号 Sv 为止的结构由微型计算 机的软件构成。
微型计算机包括公知的中央处理装置 (CPU)、 只读存储器 (ROM)、 随机存取存储器 (RAM)、 接口 (IF) 等。另外， 依次抽出 ROM 中保存的程序而由 CPU 进行期望的运算， 并且将 运算结果临时保存到 RAM 等， 从而执行软件来进行规定的控制动作。
接下来， 详细说明用于求出暂定振动抑制电流 Ist 的振动抽出滤波器 21 和振动抑 制控制单元 22 的功能、 以及根据状态量来计算适合的增益的旋转速度可变增益映射器 31 和电流可变增益映射器 32 的功能。
首先最先详细说明振动抽出滤波器 21。 振动抽出滤波器 21 如前面的图 3 所示， 具 有高通滤波器 (HPF) 或者带通滤波器 (BPF) 的性质。即， 在低频侧增益小， 降低了输出信号 的大小。
另外， 在高频侧， 在 HPF 的情况下， 几乎不会降低增益地使输入信号通过。图 3 的 HPF1 和 HPF2 示出了这样的 HPF 的通过特性。
另一方面， 在 BPF 的情况下， 在滤波频率 fc 附近几乎不会降低增益地使输入信号 通过， 如果成为更高频则通过使增益降低， 从而去除不需要的噪声分量。 图 3 的 BPF1 和 BPF2
示出了这样的 BPF 的通过特性。
另外， 在图 3 中， HPF1 是 1 次的 HPF， HPF2 是 2 次的 HPF。另外， BPF1 是由 1 次的 HPF 和 LPF 构成的 BPF， BPF2 是由 2 次的 HPF 和 LPF 构成的 BPF。
将该图 3 所示的滤波器的滤波频率 fc 全部设为 10Hz。在更低频侧的 1Hz 附近， 增 益降低少许， 但相位存在超前的倾向。因此， 通过使用该滤波器， 能够得到针对 1 ～ 20Hz 程 度的干扰振动的抑制效果。另外， 关于该抑制效果， 使用图 7 在后面叙述。
另外， 如图 3 所示， 是滤波器的次数越高、 梯度越陡峭的特性， 但 1 次就已充分。另 外， 在希望进一步降低低频的操舵分量或者高频的噪声分量的情况下， 也可以使用 2 次以 上的滤波器。
另外， 如图 3 所示， 在 HPF 中， 具有在滤波频率 fc 附近相位也超前的性质， 但如果 使用 BPF， 则在滤波频率 fc 附近， 相位不会超前。 但是， 通常， 在比系统频带还低那样的比较 低频的频带中， 为了抑制干扰振动， 不需要使相位超前。在这样的情况下， 具有增益越大反 而越抑制干扰的效果。在本实施方式 1 中， 使用图 3 的 HPF1 所示的 1 次的 HPF。
接下来， 说明振动抑制控制单元 22。图 6 是示出本发明的实施方式 1 中的振动抑 制控制单元的输入输出特性图。振动抑制控制单元 22 基本上由比例增益构成， 对应于由振 动抽出滤波器 21 抽出的振动分量信号 Sb， 运算暂定振动抑制电流 Ist。也可以如图 6 所示 包括如下特性 ： 在作为输入信号的振动分量信号 Sb 大的情况下， 饱和为一定值。在该情况 下， 例如， 以与作为对象的振动对应的振幅 Isat 进行饱和即可。由此， 比作为对象的振动振 幅还大的信号被限制， 能够降低对操舵感觉的影响。 但是， 本实施方式 1 中的振动抑制控制单元 22 在原点附近， 不具有使输出值成为 零的性质的不灵敏区。 这是因为， 当存在使输出值成为零的不灵敏区的情况下， 相对于该范 围的振动振幅， 输出信号成为零， 无法将振动抑制到该不灵敏区的宽度以下。 根据降低对操 舵的影响的观点， 存在不灵敏区时更有利。但是， 在本实施方式 1 中， 通过可变增益映射器 等其它结构， 能够去除对操舵的影响， 所以不具有振动抑制控制单元 22 中的不灵敏区。
接下来， 说明旋转速度可变增益映射器 31。 如前面的图 4 所示， 在旋转速度信号的 绝对值小的区域 ( 相当于图 4 中的 ω1 以下 ) 中， 使输出成为 1。另一方面， 在旋转速度信 号的绝对值大的区域中， 使旋转速度可变增益 Kω 逐渐降低， 并在某个马达旋转速度 ( 相当 于图 4 中的 ω1’ ) 下成为零。
在旋转速度快的区域中， 即使使振动抑制电流成为零， 干扰所致的振动也被降低 得充分小。使用图 7 所示的干扰传递特性来说明这个情况。图 7 是本发明的实施方式 1 中 的干扰传递特性的例示图， 示出了本实施方式 1 中的干扰振动的抑制效果。
该图 7 的干扰传递特性是表示从对安装了马达的未图示的转向轴施加的干扰转 矩到驾驶员把持的方向盘中的转矩 ( 即， 驾驶员感觉到的转矩 ) 为止的传递的放大率的频 率特性。另外， 该特性根据电动动力转向装置的机构、 马达等而不同， 但大致是该图 7 那样 的倾向。
一般可知， 关于马达产生的齿槽转矩、 或者与电动动力转向装置的齿轮的齿同步 地产生的脉动等干扰， 其频率与操舵速度成比例地变高。此处， 根据图 7 的干扰传递特性可 知， 即使在对于干扰的频率高的频带 ( 在该图 7 的例子中， 相当于大致 8Hz 以上的频带 ) 没 有进行图 7 的实线所示的振动抑制控制的情况下， 增益也小， 方向盘中的转矩振动也被降
低得充分小。
例如， 如果是齿槽转矩这样的干扰的情况， 则相应于马达的旋转速度比大致 50 ～ 100rpm 附近还大的范围。并且， 在这样的范围中， 相比于图 7 中所示的线 α( 相当于增 益 -5dB)， 干扰传递特性变小， 是驾驶员几乎感觉不到齿槽转矩的水平。 因此， 在配合齿槽转 矩的情况下， 将前面的图 4 中的 ω1 设为 50 ～ 100rpm 程度即可。另外， 关于旋转速度可变 增益 Kω 成为 0 时的马达旋转速度的值 ω1′， 在驾驶员感觉不到可变增益的急剧变化的范 围中， 设定为接近 ω1 即可。例如， 是 ω1 的 1.5 倍左右即可。
接下来， 说明电流可变增益映射器 32。如前面的图 5 所示， 在电流 Id 的绝对值小 的区域 ( 相当于图 5 中的 A 以下的区域 ) 中， 将电流可变增益 Ki 设为 1。另一方面， 在电 流的绝对值大的区域中， 使电流可变增益 Ki 逐渐降低， 并在某个电流 Id( 相当于图 5 中的 A’ ) 下成为零。
在电流大的区域中， 即使使振动抑制电流成为零， 也能够将干扰振动抑制得充分 小。使用图 7 所示的干扰传递特性来说明这个情况。关于图 7 的单点划线所示的电流大时 的特性， 可知即使在没有振动抑制控制的情况下， 增益也小， 方向盘中的转矩振动被降低得 充分小。关于图 7 的电流大时的特性， 概要地示出了电流值为图 2 的 (a) 的助力映射器的 线 A 以上的区域中的特性。 干扰传递特性根据助力映射器的梯度值而变化， 另外， 作为一般的助力映射器的 倾向， 存在如下倾向 ： 助力映射器的梯度值开始增大至某值以上的区域是不依赖于车速而 根据电流值来决定的。
例如， 如图 2 的 (b) 所示的助力映射器的梯度值那样， 梯度值在线 A 以下是大致 10A/Nm 以下， 在线 A 以上是大致 10A/Nm 以上。图 7 的电流小时的特性概要地示出了电流值 为图 2 的 (a) 的助力映射器的线 A 以下的区域中的特性。
因此， 在电流可变增益映射器 32 中， 在电流的绝对值是 A 以上的范围中， 使输出衰 减为零。关于可变增益成为零的值 A′， 在驾驶员感觉不到可变增益的急剧变化的范围中， 设定为接近 A 即可。例如， 是 A 的 1.5 倍左右即可。
另一方面， 对于操舵转矩信号， 如图 2 的 (a) 和 (c) 的助力映射器的梯度值所示， 在线 B ～ C 之间的区域中， 根据车速而包括梯度为 10A/Nm 以下和 10A/Nm 以上的区域这两 方， 没有有效地分离。例如， 如果以线 C 来设置阈值， 则在车速小时， 在助力映射器的梯度大 的多余的区域 (B ～ C) 中产生振动抑制电流。因此， 作为整体， 操舵分量增大， 对操舵产生 影响。
另一方面， 如果以线 B 来设置阈值， 则在车速大时， 在助力映射器的梯度小的区域 (B ～ C) 中振动抑制电流成为零。因此， 无法抑制干扰振动的传递。
因此， 如果并非电流而用基于操舵转矩信号的可变增益来代用， 则需要基于车速 的可变增益， 运算变得复杂。 另外， 这样在未考虑干扰传递特性而通过电流可变增益映射器 32 最佳地校正振动抑制电流的情况下， 需要采取如下措施 ： 对振动抑制控制单元 22 设置不 灵敏区等， 而降低操舵分量。
另外， 图 2 的线 A 是梯度为 10A/Nm 附近的边界线。但是， 无需这样存在与车速的 大小不相关的严格的边界线， 而与车速的大小无关地使梯度的边界成为大致相等即可。
另外， 在电流 Id 中， 还包含辅助转矩电流 Ia 以外的分量， 但通常辅助转矩电流 Ia
是支配性的分量， 所以在上述电流可变增益 Ki 的说明中， 处理为大致相等。因此， 在向电流 可变增益映射器 32 输入的输入电流中， 也可以使用辅助转矩电流 Ia。
根据以上的结构， 作为 “在电流小的区域中应用本发明的控制” 的情况的一个例 子， 如图 7 的虚线所示， 通过振动抑制电流， 来抑制干扰振动向方向盘的传递， 从而降低到 驾驶员几乎感觉不到的水平。另外， 该图 7 的虚线是可变增益全部为 1 的情况。
此处， 通过振动抑制控制降低了干扰的传递的频带是 1Hz 至 20Hz 附近， 成为包括 与驾驶员的操舵的频率 ( 大致 5Hz 以下 ) 同样的部分的频带。另外， 存在该振动抑制控制 的情况的特性是将振动抽出滤波器设为 1 次的 HPF 的情况。
接下来， 图 8 ～图 10 是示出本发明的实施方式 1 中的表示操舵感觉的基本的特性 的曲线即操舵角和操舵转矩的利萨茹曲线、 以及与其对应的时间波形的图。 具体而言， 在图 8 中， 比较示出了有本发明的振动抑制控制的情况和无本发明的振动抑制控制的情况、 以及 没有可变增益映射器而可变增益被固定为 1 的情况。(a) 是对应的利萨茹曲线， (b) 和 (c) 分别是对应的时间波形， 示出了 1Hz 操舵的响应。
另外， 在图 9 以及图 10 中， 比较示出了有本发明的振动抑制控制的情况和无本发 明的振动抑制控制的情况。 (a) 是对应的利萨茹曲线， (b) 是对应的时间波形， 示出了 0.2Hz 操舵的响应。另外， 图 9 示出了操舵角度范围大的情况， 图 10 示出了操舵角度范围小的情 况。
此处所示的利萨茹曲线是进行了正弦波状地操舵方向盘的角度这样的典型的操 舵方法时的试验结果， 使用它来评价操舵感觉这是一般常用的方法。 另外， 这些图 8 ～图 10 所示的有振动抑制控制的情况的波形是将振动抽出滤波器设为 1 次的 HPF 的情况。
在操舵的频率快的情况 ( 例如， 图 8 的 1Hz 操舵那样的情况 ) 下， 旋转速度比 ω1 快的区域多， 另外在旋转速度降低的操舵的转变处附近 ( 图 8 的 (b) 的 1.3 秒附近等 )， 有 电流增大的倾向。 因此， 根据旋转速度可变增益 Kω 和电流可变增益 Ki， 振动抑制电流成为 大致零， 去除了对操舵的影响。
在操舵的频率慢的情况 ( 例如， 图 9 的 0.2Hz 操舵并且操舵角度范围与上述 1Hz 操舵的例子相同程度的情况 ) 下， 马达旋转速度在整体上降低。但是， 即使这样， 也如图 9 所示， 在操舵角度范围大的情况 ( 在该例子中是 100 度 (deg) 左右 ) 下， 旋转速度比 ω1 快 的区域多。另外， 在旋转速度降低的操舵的转变处附近 ( 图 9 的 (b) 的 3 秒附近 )， 有电流 增大的倾向。 因此， 根据旋转速度可变增益 Kω 和电流可变增益 Ki， 振动抑制电流成为大致 零， 去除了对操舵的影响。
在操舵的频率慢且操舵角度范围小的情况 ( 例如， 图 10 的 0.2Hz 操舵且角度范围 是 15 度左右那样的情况 ) 下， 可变增益始终为 1。 但是， 在这样的情况下， 由于操舵转矩小， 所以仅通过由 1 次的 HPF 构成的振动抽出滤波器， 就能充分降低振动抑制电流。如图 10 的 (b) 所示那样， 可知振动抑制电流仅为 0.3 ～ 0.4A 程度而充分小。 因此， 去除了对操舵的影 响。这样， 无论对于什么样的操舵， 该振动抑制控制都不会造成影响。
将图 8 的 (a) 和 (c) 作为一个例子来说明没有可变增益映射器的情况 ( 即， 在本 实施方式 1 的结构中将可变增益始终固定为 1， 并将暂定振动抑制电流原样地设为振动抑 制电流的情况 )。 在没有可变增益映射器的情况下， 图 8 的 (a) 的利萨茹曲线相比于没有振 动抑制控制的通常的情况， 成为在原点附近中间变细的波形， 可观察到对操舵的影响。如果以时间波形来进行观察， 则如图 8 的 (c) 所示， 产生 5A 左右的振动抑制电流， 因此， 产生对操舵的影响。另外， 即使具备某些可变增益， 在没有如本实施方式 1 那样适合 地具备的情况下， 也无法充分降低该振动抑制电流， 所以有时产生对操舵的影响。
相对于此， 根据本实施方式 1 的以上的结构 ( 相当于图 8 的 (a) 中的实线所示的 有振动抑制控制的结构 )， 示出了与没有振动抑制控制的情况大致相同的波形， 几乎观察不 到对操舵的影响。即， 操舵感觉不会降低。
如上所述， 根据实施方式 1， 根据与电流及旋转速度对应的可变增益， 来校正从操 舵转矩抽出振动分量而计算得到的控制量。 而且， 在设定该可变增益时， 考虑从干扰到方向 盘为止的传递特性， 在难以传递到方向盘的区域中， 降低可变增益。其结果， 无需在振动抑 制控制单元中设置不灵敏区， 而能够实施考虑干扰传递特性而在干扰的传递小的区域中降 低振动抑制电流这样的处理。
而且， 通过考虑助力映射器特性的倾向， 能够通过所需最小限度的滤波器和可变 增益这样的简单的运算而高效地进行处理。 其结果， 能够排除对操舵的影响， 避免操舵感觉 降低， 同时能够将传递到方向盘的还包含操舵频带的分量的频率的干扰充分降低至驾驶员 感觉不到的程度。 另外， 在上述实施方式 1 中的结构中， 使用了直接检测马达的旋转速度的旋转速 度检测单元。 但是， 代替旋转速度检测单元， 也可以使用检测马达的旋转角度的旋转角度检 测单元以及根据所检测的旋转角度信号来运算旋转速度的旋转速度计算单元， 从而得到旋 转速度信号。该旋转速度计算单元基本上是微分， 但也可以使用在微分中实施 LPF 来去除 高频噪声的装置、 或者作为与其等价的处理而将 HPF 设为增益倍的滤波器。在该情况下， 也 可得到与上述结构同样的效果。
另外， 在上述实施方式 1 中的结构中， 检测马达的旋转速度而设为旋转速度信号。 但是， 也可以构成为检测方向盘的旋转速度而设为旋转速度信号。 在该情况下， 也可得到与 上述结构同样的效果。
另外， 如上所述， 图 2 所示的助力映射器是一般的助力映射器， 一般倾向于具有线 A 那样的不依赖于车速的梯度的边界线。但是， 关于不是一般的助力映射器， 也有时没有上 述线 A 那样的不依赖于车速的梯度的边界线。在这样的情况下， 也可以还导入接下来的实 施方式 2 所示那样的基于车速的可变增益。但是， 在该方法的情况下， 运算量增加与基于车 速的可变增益相应的量， 变得复杂化。
或者， 也可以根据操舵转矩信号和辅助转矩电流来运算助力映射器的梯度 ( 相当 于第 3 状态量 ) 而具备基于该值的可变增益 ( 梯度可变增益 )， 从而代替电流可变增益 Ki。 图 11 是示出本发明的实施方式 1 的变形例中的梯度可变增益映射器的输入输出特性图。 例 如， 如图 11 所示， 将可变增益映射器 ( 梯度可变增益映射器 ) 设为如下特性即可 ： 在 ka( 大 致 10A/Nm) 以下为 1， 在其以上时逐渐减少至 0。
在感觉不到可变增益的急剧变化的范围内将可变增益成为 0 的值 ka′设定为接 近 ka 即可。例如， 是 ka 的 1.5 倍左右即可。如果设为这样的结构， 则能够与上述结构同样 地， 排除对操舵的影响， 避免操舵感觉降低， 同时能够将传递到方向盘的干扰充分降低至驾 驶员感觉不到的程度。
在使用这样的梯度可变增益的方法中， 要运算梯度值， 所以具有如下优点 ： 在干扰
传递特性方面， 能够严格地仅在所需最小限度的范围中施加振动抑制电流。 但是， 在该方法 的情况下， 相比于上述结构， 运算量增加与梯度的运算相应的量， 变得复杂化。 另外， 该方法 中的梯度的运算是公知的运算即可， 例如， 能够通过将操舵转矩信号的变化量除以辅助转 矩电流的变化量来计算。
实施方式 2.
图 12 是示出本发明的实施方式 2 中的电动动力转向控制装置的结构的框图。在 与前面的实施方式 1 中的图 1 的结构比较时， 不同点在于， 本实施方式 2 中的图 12 的结构 是追加了可变滤波频率映射器 23 和车速可变增益映射器 33 的结构。除了这些追加部分以 外， 与前面的实施方式 1 的结构相同， 以下， 以不同的结构为中心而进行说明。
首先最先说明可变滤波频率映射器 23。图 13 是示出本发明的实施方式 2 中的可 变滤波频率映射器 23 的输入输出特性图。可变滤波频率映射器 23 依照图 13 所示的输入 输出特性， 根据马达 5 的旋转速度信号， 计算可变滤波频率 fc。 将该计算出的可变滤波频率 fc 提供给振动抽出滤波器 21， 用作振动抽出滤波器 21 的滤波频率。
已经如上所述那样， 一般可知关于马达 5 所产生的齿槽转矩、 与电动动力转向装 置的齿轮的齿同步地产生的脉动等干扰， 其频率与旋转速度成比例地变高。因此， 如图 13 所示， 可变滤波频率映射器 23 被设定为旋转速度越快， 可变滤波频率 fc 越高。例如， 在以 齿槽转矩那样的干扰为对象的情况下， 在马达旋转速度低的区域、 即图 13 的 ωV1 所示的附 近的速度 ( 大致 10rpm 左右 ) 下， 干扰成为 1 ～ 5Hz 程度。因此， 将可变滤波频率 fc1 确定 为例如 5Hz 左右。 另一方面， 在马达旋转速度比其更高、 且图 13 的 ωV2 所示的附近的速度 ( 大致 50 ～ 100rpm 附近 ) 下， 干扰成为 5 ～ 15Hz 程度。因此， 将可变滤波频率 fc2 确定为例如 10Hz 左右等即可。
通过该结构， 能够根据干扰的频率来设定滤波特性， 能够将干扰传递特性进行最 佳化以使能够最佳地抑制此时的干扰分量。 其结果， 能够进一步降低向方向盘传递的干扰。
接下来， 说明车速可变增益映射器 33。本实施方式 2 中的可变增益映射器除了旋 转速度可变增益映射器 31 以及电流可变增益映射器 32 以外， 还具有车速可变增益映射器 33。在车速快时， 存在助力映射器的梯度变小的倾向， 所以干扰容易传递到方向盘。因此， 车速可变增益映射器 33 具备具有在车速快时使车速可变增益 Kvx 增大的特征的输入输出 特性。图 14 是示出本发明的实施方式 2 中的车速可变增益映射器的输入输出特性图。
车速可变增益映射器 33 使用图 14 所示的输入输出特性， 根据车速 Vx( 相当于第 4 状态量 )， 输出车速可变增益。然后， 本实施方式 2 中的乘法器 41 对暂定振动抑制电流 Ist 乘以旋转速度可变增益 Kω、 电流可变增益 Ki 以及车速可变增益 Kvx 这 3 个可变增益， 计算 振动抑制电流 Is。
例如， 在车速小的情况下 ( 相当于图 14 所示的 Vx1 附近的车速、 即大致 20 ～ 50Km/ h 程度的情况 )， 将 Kvx1 设为 1.0。另一方面， 在车速比其大的情况下 ( 相当于图 14 所示的 Vx2 附近的车速、 即大致 100 ～ 200Km/h 程度的情况 )， 将 Kvx2 设为 1.2 左右。这样， 根据 车速来设定适合的增益， 从而能够与由于车速的增大而使助力映射器的梯度降低的量对应 地， 增强增益。
如上所述， 根据实施方式 2， 除了前面的实施方式 1 的效果以外， 通过根据马达旋
转速度而使滤波频率成为可变， 从而能够设定与干扰的频率对应的滤波特性， 能够将干扰 传递特性进行最佳化以使能够最佳地抑制此时的干扰分量。而且， 根据车速来设定适合的 增益， 从而即使在车速增大而使助力映射器的梯度降低了的情况下， 也能够补偿降低干扰 的效果， 能够得到更充分的干扰降低效果。
另外， 在上述实施方式 2 中， 说明了具备可变滤波频率映射器 23 和车速可变增益 映射器 33 这两者的情况。但是， 也可以构成为对前面的实施方式 1 中的图 1 的结构仅追加 某一方。
另外， 如前面的实施方式 1 的说明所述， 在使用了电流可变增益时， 相比于如现有 技术那样使用操舵转矩可变增益的情形， 更对应于不依赖于车速的助力梯度， 所以还高效 地对应于干扰传递特性的变化。但是， 在如本实施方式 2 那样具备车速可变增益的情况下， 通过使车速可变增益复杂化， 能够吸收干扰传递特性的差异。因此， 在本实施方式 2 的结构 中， 也可以代替电流可变增益而使用操舵转矩可变增益。
在该情况下， 由于车速可变增益的追加和其增益映射器的复杂化而使运算变得复 杂化， 但与电流可变增益同样地， 能够得到干扰的振动抑制效果和对操舵的影响去除效果。
实施方式 3. 在前面的实施方式 1 中， 说明了对操舵转矩信号应用振动抽出滤波器 21 来实施振 动抑制控制的情况。相对于此， 在本实施方式 3 中， 说明对由旋转速度检测单元检测出的旋 转速度信号应用振动抽出滤波器 21 来实施振动抑制控制的情况。
图 15 是示出本发明的实施方式 3 中的电动动力转向控制装置的结构的框图。 在本 实施方式 3 中， 除了将输入到振动抽出滤波器 21 的信号设为旋转速度信号、 和将加法器 51 置换为减法器 52 以外， 与前面的实施方式 1 的结构相同。因此， 除了从辅助转矩电流减去 振动抑制电流的动作以外， 与前面的实施方式 1 的动作相同。但是， 关于振动抑制控制单元 22 的比例增益的大小， 变更与由于将操舵转矩信号变更为旋转速度信号而所致的信号水平 的变化量相应的量。
如上所述， 根据实施方式 3， 具备振动抽出滤波器， 该振动抽出滤波器代替操舵转 矩而对马达的旋转速度进行滤波处理， 从而降低低频侧的增益来输出振动分量信号。通过 这样的结构， 也能够得到与前面的实施方式 1 同样的效果。即， 根据与电流及旋转速度对应 的可变增益， 校正代替操舵转矩而从旋转速度抽出振动分量来计算得到的控制量。 而且， 在 设定该可变增益时， 考虑从干扰到方向盘为止的传递特性， 在难以传递到方向盘的区域中， 降低可变增益。 其结果， 无需在振动抑制控制单元中设置不灵敏区， 而能够实施考虑干扰传 递特性而在干扰的传递小的区域中降低振动抑制电流这样的处理。
而且， 通过考虑助力映射器特性的倾向， 从而能够通过所需最小限度的滤波器和 可变增益这样的简易的运算而高效地进行处理。 其结果， 能够排除对操舵的影响， 避免操舵 感觉降低， 同时能够将传递到方向盘的还包含操舵频带的分量的频率的干扰充分抑制为驾 驶员感觉不到的程度。
另外， 在上述实施方式 1 中的结构中， 使用了直接检测马达的旋转速度的旋转速 度检测单元。 但是， 代替旋转速度检测单元， 也可以使用检测马达的旋转角度的旋转角度检 测单元以及根据所检测的旋转角度信号来运算旋转速度的旋转速度计算单元， 从而得到旋 转速度信号。该旋转速度计算单元基本上是微分， 但也可以使用在微分中实施 LPF 来去除
高频噪声的装置、 或者作为与其等价的处理而将 HPF 设为增益倍的滤波器。在该情况下， 也 可得到与上述结构同样的效果。
另外， 在上述实施方式 1 中的结构中， 检测马达的旋转速度而设为旋转速度信号。 但是， 也可以检测方向盘的旋转速度而设为旋转速度信号。 在该情况下， 也可得到与上述结 构同样的效果。
另外， 在上述实施方式 3 中的结构中， 说明了对根据旋转速度的检测信号、 旋转角 度而计算出的旋转速度信号应用振动抽出滤波器和振动抑制控制的情况。但是， 对于利用 公知的观测器等而推测出的旋转速度的推测信号， 也可以应用振动抽出滤波器和振动抑制 控制。
实施方式 4.
图 16 是示出本发明的实施方式 4 中的电动动力转向控制装置的结构的框图。在 与前面的实施方式 3 中的图 15 的结构比较时， 不同点在于， 在本实施方式 4 中的图 16 的结 构中追加了可变滤波频率映射器 23 和车速可变增益映射器 33。 除了这些追加部分以外， 与 前面的实施方式 1 的结构相同， 以下以不同的结构为中心而进行说明。
另外， 在本实施方式 4 中， 除了将输入到振动抽出滤波器 21 的信号设为旋转速度 信号、 以及将加法器 51 置换为减法器 52 以外， 与前面的实施方式 2 的结构相同。因此， 除 了从辅助转矩电流减去振动抑制电流的动作以外， 与前面的实施方式 2 的动作相同。但是， 关于振动抑制控制单元 22 的比例增益的大小， 变更与由于将操舵转矩信号变更为旋转速 度信号而所致的信号水平的变化量相应的量。
如上所述， 根据实施方式 4， 具备振动抽出滤波器， 该振动抽出滤波器通过代替操 舵转矩而对马达的旋转速度进行滤波处理， 从而降低低频侧的增益来输出振动分量信号。 通过这样的结构， 也能够得到与前面的实施方式 2 同样的效果。即， 根据马达旋转速度而使 滤波频率成为可变， 从而能够设定与干扰的频率对应的滤波特性， 能够将干扰传递特性最 佳化以使能够最佳地抑制此时的干扰分量。 而且， 根据车速来设定适合的增益， 从而即使在 车速增大而使助力映射器的梯度降低了的情况下， 也能够补偿降低干扰的效果， 能够得到 更充分的干扰降低效果。
另外， 在上述实施方式 4 中， 说明了具备可变滤波频率映射器 23 和车速可变增益 映射器 33 这两者的情况。但是， 也可以构成为对前面的实施方式 3 中的图 15 的结构仅追 加某一方。
另外， 如前面的实施方式 1 的说明所述， 在使用了电流可变增益时， 相比于如现有 技术那样使用操舵转矩可变增益的情形， 更对应于不依赖于车速的助力梯度， 所以还高效 地对应于干扰传递特性的变化。但是， 在如本实施方式 2 那样具备车速可变增益的情况下， 通过使车速可变增益复杂化， 能够吸收干扰传递特性的差异。因此， 在本实施方式 2 的结构 中， 也可以代替电流可变增益而使用操舵转矩可变增益。
在该情况下， 由于车速可变增益的追加和其增益映射器的复杂化而使运算变得复 杂化， 但与电流可变增益同样地， 能够得到干扰的振动抑制效果和对操舵的影响去除效果。
另外， 在上述实施方式 4 中的结构中， 说明了对根据旋转速度的检测信号、 旋转角度 而计算出的旋转速度信号应用振动抽出滤波器和振动抑制控制的情况。但是， 对于利用公知 的观测器等而推测出的旋转速度的推测信号， 也可以应用振动抽出滤波器和振动抑制控制。