信息重放装置和相位同步控制装置 发明所属技术领域
本发明涉及数字信号重放装置，尤其涉及一种具有相位同步控制功能、可对从光盘、硬盘、磁带等记录媒体中重放出来的数字信号进行相位同步控制的信息重放装置或相位同步控制装置。现有技术
被传输的数字信号，尤其是从记录媒体中重放的数字信号，有时由于信号的高频成分丢失而使波形变得平缓；有时由于通过记录重放的机构系统而产生信号不稳定(跳动)等变动成分；有时由于噪音的影响等而得不到原来的信号电平，所以这些因素会造成采样时钟和重放数字信号地相位偏移。数字信号重放装置由于其构成是根据采样时钟在重放数字信号的数据存在时刻进行信号采样，取得重放数据。所以，若产生上述采样时钟和重放数字信号的相位偏移，则不能取得原来的值，不能检测出正确的信号。
因此，本发明人率先在特开平10-172250号公报中公开了一种具有相位同步控制电路的数字信号重放装置，其中包括一种虚拟判断装置，对被供给的数字信息信号虚拟判断其视为正确的信息信号值。作为本申请人的提案的数字信号重放装置具有：
A/D变换装置，用于把以模拟信号波形供给的重放数字信息变换成数字信号；
控制装置，用于控制该A/D变换装置的采样频率；
虚拟判断装置，用于以最优检测法来虚拟判断视为最正确的数字信号值，此法是对从A/D变换装置中输出的数字信号利用了被传输数字信号的信号成分的相关；以及
误差运算装置，用于根据虚拟判断装置的虚拟判断结果来输出与振幅误差相对应的值。
控制装置输出一种控制信号，用于根据从误差运算装置来的误差信号来控制A/D变换装置的采样频率。
若采用作为本申请人的提案的数字信号重放装置，其效果是，由于具有一种包括虚拟判断在内的相位同步控制电路，所以，不受叠加在数字信息信号上的噪音增益的影响，能判断出数字信息信号值。
图11是说明特开平10-172250号公报的相位同步控制电路的方框图。图12是说明其主要部分虚拟判断装置的方框图。以下参照附图，详细说明其实施例。
如图11所示，以往的重放装置的构成部分有：
放大器400，用于把重放信号放大到规定电平，该重放信号是利用图中未示出的搭在旋转鼓上的磁头H来扫描磁带T而获得的信号；
A/D变换装置401，用于把从放大器400来的放大信号变换成数字采样信号(例如用8位表示电平的信号)；
数字均衡器402，用于使从A/D变换装置401来的数字信号波形均衡化；
维特比电路403，用于判断那种通过数字均衡器402进行了波形均衡的数字信号值，输出表示数字信息的2进制信号(例如[1]、[0])；
虚拟判断装置404，用于虚拟判断从A/D变换装置401来的数字信号，输出误差信号；
D/A变换装置405，用于对基于虚拟判断装置404的误差信号进行D/A变换；
滤波器406，用于积分并输出从D/A变换装置405来的输出，输出信号的低频成分；以及
VCO(压控振荡器)407，用于根据从滤波器406来的信号的电压值对频率信息进行控制，并分别供给到上述A/D变换装置401、数字均衡器402、维特比电路403内。
在此图中未示出的构成部分是：在上述A/D变换装置401的前级构成一种滤波器，用于滤除从放大器400来的重放信号的杂波；在A/D变换装置401的后级构成一种DC抑制电路，用于设定经过数字变换后的信号的DC(直流)电平。若用DC抑制电路对数字信号的直流电平设定时，则用波形均衡电路402来进行数字信号波形均衡。
被波形均衡后的数字信号在维特比检测电路403中进行2进制(例如为[1]、[0]判断)，然后供给到图中未示出的传输线路。该传输线路，例如由数字信息信号处理电路等构成，进行2进制数字信息信号的纠错、去混合(de-shuffling)等重放处理，使包含在该信息信号中的图像和声音等信息复原。
对主要部分虚拟判断装置加以说明。虚拟判断装置404如图12所示，其构成部分包括：
延迟元件411、412，用于对进入虚拟判断装置404的输入信号进行规定量的延迟；
运算电器413，用于对该输入信号和从延迟元件411来的延迟信号的电平差进行运算；
虚拟判断装置416，用于分别对从延迟元件411来的延迟信号的数字多值(例如[+1]、[0]、[-1])进行判断；
反相电路414，用于对运算电路413的输出信号进行反相；以及
切换电路415，用于根据虚拟判断电路416的判断结果[+1]、[0]、[-1]来切换并输出分别从以下电路中输出的信号：反相电路414、运算电路413以及图中未示出的用于输出具有与虚拟判断结果[0]相对应值的误差信号的电路。
上述延迟元件411、412用于延迟输入信号，其延迟时间例如等于数字信息信号的采样时钟。在虚拟判断电路416中判断由延迟元件411输出的延迟信号的数字信号值，在运算电路413中对输入信号和通过延迟元件411、412的延迟信号的电平差进行计算，这样，对这时虚拟判断的数字信息信号值可以得出一个采样时钟前后值的电平差。
在特开平10-172250号公报的方案中，其特征在于：
通过对波形均衡前从A/D变换器401中来的数字信号进行虚拟判断而生成相位误差信号；
在数字信号的虚拟判断中采用了最优检测算法；以及
虚拟判断视为最确切的‘1’或‘-1’，用于对其互相邻近的数据进行运算。
然而，上述作为本申请人的提案的数字信号重放装置中，上述控制装置的构成部分具有：对上述误差信号进行D/A变换的D/A变换器、对从D/A变换器来的模拟信号进行积分并输出低频成分的滤波器、以及使其频率与滤波器输出电压值相对应的信号进行振荡并输出的压控振荡器(VCO)。由于其构成是把VCO的输出信号作为A/D变换装置的采样时钟，所以，存在的问题是：除数字信号处理外，还需要模拟VCO，不适合装置的小型化。
再者，上述虚拟判断装置例如对具有分离成3个值的PR(1，-1)或PR(1，0，-1)等特性的信号，动态地设定用于上述最优检测的阈值，以此来判断视为正确的信息信号值。在适用于分离成比3个值更多的值的PR(a、b、-b、-a)等的高次局部响应均衡特性的情况下，存在的问题是：由于引入特性，在上述阈值设定为低电平时能获得良好特性，但与此相反，在接近0电平时，误判断增多。
在此，对局部响应(PR)特性加以说明，例如，若把PR(a、b、-b、-a)特性附加到图13(A)所示的脉冲响应波形上进行均衡，则该均衡波形众所周知变成图13(B)所示，进一步在连续波中，该均衡波形取-(a+b)、-a、0、a、a+b这5个值。已知，若把这5个值输入到维特比解码器内，则原来的数据(输入值)和PR均衡后的重放信号(输出值)受到过去的信号的限制；若利用由于这一点和(1、X)RLL而使输入信号的“1”不能连续2次以上这种情况，则可以用图13
(C)所示的状态转移图来表示。
在图13(C)中，S0～S5表示由前一个输出值决定的状态。从该状态转移图中可以看出：例如，当处于状态S2时，当输入值为a时输出值变成1，向状态S3转移；当输入值为0时输出值变成1，向状态S4转移，不能输入除此以外的输入值，并且，可以看出，如果输入其他值，则是错误。
图13(D)表示信号的扫描宽度限制为(2、X)的情况下的状态转移图，可以看出，没有从S5向S1以及从S2向S4的转移。
图14(A)显示了在没有杂波和系统失真的状态下的、基于上述状态转移的信号波形。但是，实际上，杂波和系统误差在记录媒体的情况下，由于媒体的误差等原因而变成图14(B)的波形。而且，在图14(B)中，白圆标记是采样的检测点(采样数据)。如图14(B)所示，对重放信号按照用带圈的字母数字所表示的顺序规定的每个定时进行虚拟判断时，例如，对定时①若过去的重采样结果被判断为负的峰值采样点，则在定时①中，如图14(B)的虚线箭头所示，设定出某一定电平的比较数据(阈值)。这时虚拟判断值根据负的峰值采样点来确定下一个正的峰值采样点，所以，将比较数据设定在如图中虚线箭头所示的“-”方向上。
在下一采样定时②中，被检测出的电平与定时①的值相比更接近于正的峰值采样点，所以，定时②的采样点的两个相邻位置的采样点的各数据的电平差，为了对下次要确定的正的峰值采样点所对应的相位误差数据进行输出时使用而加以存储，同时对阈值(箭头位置)进行更新。(③、④也一样)。
在定时⑤中，因为被检测出的电平超过了定时的比较数据，所以将保持的定时④的两个相邻位置上的采样数据的电平差，作为正的峰值采样点所对应的相位误差数据而进行输出，同时，为了对下次要确定的负的峰值重采样点所对应的相位误差数据进行输出时使用，将定时⑤的采样点的两个相邻位置上的采样点的各数据的电平差存储，同时，将阈值设定在“+”方向上。
在定时⑦中，被检测的电平大于定时⑥的电平，而且不超过定时⑥的比较数据，所以，与下次要确定的负的峰值重采样值所对应的相位误差数据，仍然是定时⑥的重采样点的两个相邻位置上的重采样点的各数据的电平差，所以，对过去的相位误差数据进行保持。
通过以上这样的动作，由作为上述的本申请人的提案的数字信号重放装置中的虚拟判断器所进行的最优检测，即使出现像⑥、⑦所示的、本来的峰值采样点以外的波形弯曲(起伏)的情况下，也可以输出视为正确的相位误差信号。
在图14(B)中，阈值的电平(箭头的长度)设定得小，是因为阈值若设定得大，则上述相位误差信号的输出肯定变慢，对相位引入特性产生不良影响。也就是说，这样在具有5值以上的局部响应特性的波形的情况下，被检测的峰值点和相邻采样点的电平的距离接近，所以，(图14(B)所示的D)，阈值应当设定得小。
但是，阈值若设定得小，则副作用是对零附近的波形的弯曲容易产生误判断。在图14(B)中，标注有“*”的是作为峰值点被检测出的点。虽然⑥和⑦可以回避，但(圆圈数字12)和(圆圈数字13)存在产生误判断的问题。
本发明是针对上述情况而提出的，其目的在于提供这样一种信息重放装置和相位同步控制装置，即利用小型化结构，能够不受叠加在数字信息信号上的杂波增益的影响，对数字信息信号值进行判断和相位同步控制。
并且，本发明的另一目的在于提供一种能完全消除模拟特有的温度特性和参数对误差的依存性的信息重放装置和相位同步控制装置。
再者，本发明的另一目的在于提供一种利用PR(a、b、-b、-a)等高次局部响应均衡能够准确地重放出高密度化的记录媒体的记录信息的信息重放装置和相位同步控制装置。解决问题的方法
为了解决上述问题，本发明提供一种信息重放装置，其特征在于：在一种对被传送的数字信息信号进行相位同步控制和波形均衡处理之后再进行解码的定时信号再生装置中，具有这样一种相位同步控制装置，它利用连续的采样点的电平关系，来检测相当于信号峰值的峰值采样点或峰值重采样点，输出一种用于减小上述峰值采样点或峰值重采样点的两个相邻位置上的采样点或重采样点的电平差的相位误差信号，进行相位同步。在被检测的上述峰值采样点或上述峰值重采样点中包括0电平在内的规定范围内的电平的情况下不输出上述相位误差信号。
再者，为了解决上述问题，本发明提供一种在对被传送的数字信息信号进行相位同步控制和波形均衡处理之后再进行解码的信息重放装置，其特征在于：
设置了这样一种重采样DPLL，它对于上述被传送的数字信息信号经过A/D变换而获得的输入数字信号再按照所需的比特率进行重采样运算，生成重采样数据，同时抽出位时钟，供给到后一级的电路块内。
上述重采样DPLL具有以下构成部分：
内插器，用于通过内插来推定上述输入数字信号的相位点数据值，输出重采样数据；
虚拟判断装置，用于接收从上述内插器中来的重采样数据，检测峰值重采样点；
运算装置，用于运算出由上述虚拟判断装置检测出的峰值重采样点两侧的相邻重采样点的电位差；
相位误差信号生成装置，用于根据由上述虚拟判断装置虚拟判断的值，来选择从上述运算装置中来的输出信号或使其极性反转的信号或预先设定的值，作为相位误差信号进行输出；
环路滤波器，用于对上述相位误差信号进行积分；以及
定时发生器，用于推定上述环路滤波器的输出信号的下一个数据点相位，同时抽出位时钟，把获得的数据相位信息和位时钟分别输入到上述内插器内，
在被检测的上述峰值重采样点中包括0电平在内的规定范围内的电平的情况下，不将该采样点看作是上述峰值重采样点。
另外，为了解决上述问题，本发明提供一种定时信号再生装置的相位同步控制装置，该定时信号再生装置在对被传送的数字信息信号进行相位同步控制和波形均衡处理之后再进行解码，其特征在于具有：
A/D变换装置，用于把上述被传送的数字信息信号变换成数字信息信号；
虚拟判断装置，用于根据从上述A/D变换装置来的数字信息信号的数据串，对峰值采样点进行虚拟判断；
运算装置，用于运算出由上述虚拟判断装置检测出的峰值采样点两侧的相邻采样点的电位差；以及
相位误差信号生成装置，用于根据由上述虚拟判断装置虚拟判断的值，来选择从上述运算装置中来的输出信号或使其极性反转的信号或预先设定的值，作为相位误差信号进行输出，
根据从上述相位误差信号生成装置中输出的相位误差信号，来输出一种用于控制上述A/D变换装置的采样定时的控制信号；
在被检测的上述峰值重采样点中包括0电平在内的规定范围内的电平的情况下，不将上述采样点看作是上述峰值采样点。
在本发明中，利用重采样DPLL从重放数字信号中获得的重采样数据，通过均衡器供给到解码器内，同时，作为上述重采样DPLL相位检测器的相位误差算法，通过最佳检测从重采样数据中虚拟判断视为最正确的数据值；对该虚拟判断的重复采样数据两侧的相邻重采样点的各数据电平差进行计算；根据被虚拟判断的值来选择经计算后的电平差或使其极性反转的值或预先设定的值，作为相位误差信号进行输出，这样，利用一种根据相位误差信号使输出信号频率变化的模拟VCO，可改变A/D变换后的重放数字信号的采样频率。即使不采用上述构成也能获得更准确的相位误差信号。
在此，上述虚拟判断装置也可以通过动态的设定最佳检测中所用的阈值，把表示像是最正确的峰值的峰值重采样点确定为数据值，或者检测出表示象是最正确峰值的峰值重采样点为数据值均可。在此情况下，能高效率地获得已把延迟压缩到最小限度的相位误差信号。
再者，本发明的上述运算装置，其特征在于：利用虚拟判断装置把视为最正确的表示峰值的峰值重采样点确定为数据值，或者在检测出视为更正确的峰值的峰值重采样点之前一直保持着重采样点两侧相邻的重采样点的电平差，根据虚拟判断的结果来选择上述电平差或使其极性反转的值或相应于无相位误差的值。
再者，其特征在于：在利用PR(a、b、-b、-a)等高次局部响应均衡，来重放高密度化的记录媒体的记录信息的情况下，在通过最佳检测而检测出的上述峰值采样点或峰值重采样点是包括0电平在内的规定范围内的情况下，将其视为无效，不输出信位误差信息。
另外，本发明的上述运算装置也可以利用虚拟判断装置，把视为最正确的峰值的峰值重采样点确定为数据值，或者在检测出视为更正确的峰值的峰值重采样点之前一直保持着重采样点两侧相邻的重采样点的各数据的电平差以及使其极性反转的值，根据虚拟判断的结果来选择上述电平差或使其极性反转的值或相应于无相位误差的值。
再者，上述虚拟判断装置也可以根据被发送的信息信号的特性，适当地改变在最佳检测中所用的阈值的大小。附图的简要说明
图1是本发明的一实施例的方框图。
图2是图1的主要部分的重采样DPLL一例的方框图。
图3是图2的相位检测器的一实施例的方框图。
图4是说明图3的工作原理的信号波形图。
图5是说明图3的工作原理的信号波形图。
图6是表示图1的重采样DPLL输出信号的眼图一例的图。
图7是表示图1的均衡器的输出信号的眼图一例的图。
图8是图2的相位检测器另一实施例的方框图。
图9是本发明第2实施例的方框图。
图10是图9的主要部分虚拟判断装置一例的方框图。
图11是以往的重放装置的一例的方框图。
图12是图11的主要部分虚拟判断装置的一例的方框图。
图13是说明局部响应(a、b、-b、-a)用的方框图。
图14是说明过去的重放装置的工作原理以及局部响应(a、b、-b、-a)存在的问题的信号波形图。本发明的优选实施例
以下根据附图，详细说明本发明的实施例。图1表示构成本发明的信息重放装置的实施例的方框图。在该图中，由PD前置放大器12从以高密度方式记录了扫描宽度限制码的光盘10进行光电变换并放大后的扫描宽度限制码(数字信号)，经过直流抑制电路13而阻止直流成分，接着通过图中未示出的A/D变换器，再由AGC电路14进行自动增益控制(AGC)使振幅达到一定，然后供给到重采样DPLL15内。而且，设置A/D变换器的位置在重采样DPLL之前的任何位置都可以。这时，在PD前置放大器12中利用TPP(切向推挽法)来读出能改写的浅槽盘的压纹信号的结果所获得的具有微分系特征的信号被输出。
重采样DPLL15在其本身的模块构成了环的数字PLL(锁相环)电路中，把按所需的比特率对输入信号进行重采样(抽取内插)运算而生成的重采样数据输出到自动均衡电路(以下也称作均衡器)16内。
并且，该重采样DPLL15如下所述，包括这样一种相位检测器，即通过利用输入数字信号的相关的最优检测，虚拟判断视为最准确的重采样数据值，根据该虚拟判断结果对重采样点两个相邻的重采样点中的振幅误差(平衡)进行运算，作为相位误差输出。
自动均衡电路(均衡器)16对输入信号例如赋予局部响应(PR)特性，进行波形均衡。自动均衡电路(均衡器)16的输出信号供给到解码电路17内。在此，在例如进行了公知的维特比解码后，供给到ECC电路18内。ECC电路18利用被输入的解码数据列中的纠错码，来纠正该纠错码的生成要素的代码错误，输出一种减小了错误的解码数据。
以下进一步详细说明构成本发明主要部分的重采样DPLL15。图2表示重采样DPLL15的实施例方框图。如该图所示，重采样DPLL15是由内插器21、相位检测器22、环路滤波器23和定时发生器24构成一个环路的返馈环电路，向内插器21内输入从图1所示的直流抑制电路14来的重放数字信号、从定时发生器24来的数据点相位信息以及位时钟，重放数字信号的相位点数据的数据值通过内插而进行估计和输出。
内插器21的输出数据值作为重采样数据，其一路通过输出端子25被输出到图1的均衡器16内。另一路供给到相位检测器22内。相位检测器22如下所述生成相位误差信号，供给到环路滤波器23内，在此被积分后供给到定时发生器24内。定时发生器24根据被输入的环路滤波器23的数据，来估计下一个数据点相位，把和该数据点相位信息一样生成的位时钟输出到内插器21内。
以下，进一步详细说明相位检测器22的构成和动作。图3表示相位检测器22的实施例的方框图。相位检测器22如图3所示由以下各部分构成：
延迟元件221和222，沿纵向连接成2级，分别用于对从内插器21输出的重采样数据各延迟一个重采样时钟周期(位时钟周期)；
运算电路223，用于对延迟元件221的输入信号以及从延迟元件222来的延迟信号的电平差进行运算；
虚拟判断电路224；
锁存电路225；
反相电路226，用于对来自锁存电路225的信号进行反相；
开关电路227；
锁存电路228，利用位时钟BLK对从锁存电路227输出的信号进行锁存；以及
0发生器229，用于产生一种具有与无错误相对应的值的误差信号。
虚拟判断电路224从延迟元件221输出的延迟信号的数字多值(例如a+b、a、0、-a、-(a+b))中虚拟判断视为最正确的值。运算电路223运算并输出一种被输入到虚拟判断电路224内的重采样数据的两个相邻的重采样数据、即延迟元件221的输入重采样数据和延迟元件222的输出重采样数据的电平差。锁存电路225将运算电路223的输出信号一直保持到虚拟判断电路224把表示视为最正确的峰值的峰值重采样点确定为数据值、或者检测出表示视为更正确的峰值的峰值重采样点为止。
这时，虚拟判断电路224，利用开关电路227根据从虚拟判断电路224来的控制信号来切换并输出那种从反相电路226和锁存电路225来的信号或者从0发生器229输出的信号中的某一个。也说是说，在虚拟判断电路224中，虚拟判断延迟元件221输出的延迟信号的数字信号值，在运算电路223中，这时对虚拟判断的数字信息信号值获得1个重采样时钟前后的值的电平差。
例如，以系统具有用PR(1、1、-1、-1)表示的EPR4特性的情况为例，可以获得图4(A)中I所表示的数字信息信号波形，在重采样的定时a处检测出‘+2’。在理想状况下，在其前后的(两侧相邻的)重采样的定时a-1、a+1处信息信号的值分别检测出‘+1’。另外，在这两点的两侧相邻的重采样的定时a-2、a+2处信息信号的值分别检测出‘0’。如上所述，定时a-1、a+1处的信号电平差为‘+1’a-1-‘1’+a+1＝’0’(这时各重采样定时处的信号电平定为‘+1’a-1、‘+1’a+1)。并且，图4(A)～(C)的横坐标t表示时间；黑圆圈表示从内插器21输出的重采样数据。
该信息信号如图4(B)中II所示，若相对于本来的数字信号波形I延迟了某相位差θ，则分别在定时a-1、a+1处检测出的值产生偏移。如下所述，若定时a处的信息信号的值被虚拟判断为‘+2’，则定时a-1、a+1处的信号电平差为‘Xa-1-Xa+1’。同样，如图4(C)中III所示，若该信息信号相对于本来的数字信号波形I超前某相位差θ，则定时a-1、a+1的信号电平差为‘Ya-1-Ya+1’。
因此，把该信号电平差‘Xa-1-Xa+1’或‘Ya-1-Ya+1’的值作为相位误差信号，通过图2的环路滤波器23供给到定时发生器24内，这样能进行数字信息信号的相位控制。当a为‘-1’时，使相位误差的极性相反即可。但是，在此情况下，在定时a处，必须正确地检测出‘+2’或‘-2’，即信号峰值重采样点。
以下按照与图14所示的波形相同的条件来说明虚拟判断电路224的动作。利用最优检测算法来检测哪一个峰值重采样点是杂波，还是真的(或者视为正确的)峰值重采样点。这是求出视为正确值的检测方法，其前提是信号成分有相关，而杂波成分无相关。例如如果通过某重采样而检测出视为正的峰值重采样点的电平，在下一个重采样点上又检测出了高电平的重采样点，那么，电平高的一方就是在此情况下视为正确的正的峰值重采样点。但是，当进一步检测出了电平比前者低的重采样点而不是电平更高的峰值重采样点时，则判断为其前一个重采样点视为正确的正峰值重采样点。
并且，在某重采样定时处检测出负的峰值重采样点，即使其下一个是电平值比前者低的视为负的峰值重采样点，若进一步在其下一重采样定时处检测出了电平更低的重采样点，则可把其前一个视为负峰值重采样点的值判断为不是负峰值重采样点。虚拟判断电路224如上所述检测出视为最正确的正的峰值重采样点和负的峰值重采样点。
所以，由于具有陡峭波形的前后值产生码间干扰，对本来应当有的值上施加了杂波和系统失真，造成误判断，即使这样，也能确定视为正确的正的峰值重采样点和负的峰值重采样点。虚拟判断电路224进行这种虚拟判断，按以下方式输出相位误差。
重放信号波形和图14相同，理想的波形和重采样点如图5(A)所示，假定与此对应的、经过实际系统而获得的波形和重采样点如图5(B)所示。而且，在图5(B)中自圈标记是通过重采样的检测点(重采样数据)。如图14(B)所示当对重放信号按带圆圈的字母数据所表示的顺序的规定的每个定时进行虚拟判断时，例如对定时①若把过去的重采样结果判断为负的峰值重采样点，则在定时①如图5(B)中虚线箭头所示设定某一定电平的比较数据(阈值)。这时为了虚拟判断值确定正的峰值采样点，比较数据如图中虚线箭头所示设定为负的方向。
在下一定时②，被检测的电平如图5(B)所示，与定时①的值相比更接近于正的峰值采样点，所以，定时②的重采样点的两个相邻位置的重采样点的各数据的电位差被存储起来，以便用于输出一个与可能确定的正的峰值重采样点所对应的相位误差数据。也就是说，为了对值进行更新，虚拟判断电路224把“H”作为CTL信号输出到锁存电路225内。这时，图3的开关电路227利用从虚拟判断电路224来的控制信号选择一种0发生器229的输出误差信号，该误差信号具有与无误差相对应的值，并将其供给到锁存电路228进行锁存，把该锁存电路228的输出数据作为相位误差信号输出到图2的环路滤波器23。(③、④也一样)。
在下次重采样的定时⑤中，因为被检测出的电平超过了定时(圆圈数字12)的比较数据，所以，由锁存电路225保持的定时的两个相邻位置上的重采样数据的电平差作为与正的峰值采样点所对应的相位误差数据进行输出，同时，定时⑤的重采样点的两个相邻位置上的重采样点的各个数据的电平差被存储起来，以便用于输出下一个与确定的负的峰值重采样点所对应的相位误差数据。也就是说，为了对值进行更新，图3的虚拟判断电路224把“H”作为控制(CTL)信号输出到锁存电路225内。
这时，图3的开关电路227利用从虚拟判断电路224来的控制信号，来选择从锁存电路225输出的数据值(定时④的两个相邻位置上的重采样数据的电平差)，供给到锁存电路228，进行锁存，把该锁存电路228的输出数据作为相位误差数据输出到图2的环路滤波器23。
在定时⑦时，被检测的电平与定时⑥的电平相比，更接近于负的峰值重采样点，而且，不超过定时⑥的比较数据，所以，与下次可能确定的负的重采样点所对应的相位误差数据，仍然是定时⑥的重采样点的两个相邻位置上的重采样点的各数据的电平差，所以，锁存电路225不进行更新，由虚拟判断电路224把“L”作为CTL信号进行输出。这时，开关电路227利用从虚拟判断电路224来的控制信号来选择从0发生器229来的其数值与无错误相对应的误差信号，供给到锁存电路228进行锁存，把该锁存电路228的输出数据作为相位误差信号输出到图2的环路滤波器23。
再有，虚拟判断电路224的特征在于：作为本发明主要部分的动作是，在被检测的峰值采样点中，若是包括0电平在内的规定范围内的电平(图5(B)所示的M)，则将其作为无效，即不看作是峰值重采样点，这样，仅输出视为正确的上述相位误差信号，进行正确地相位同步。现对该动作加以说明。
在重采样的定时(圆圈数字13)时，被检测的电平超过定时(圆圈数字12)的比较数据，若依现有技术，则如图14(B)所示，进行把⑥作为正的峰值采样点的动作，对此，在本发明的虚拟判断电路224中，因为在包括0电平在内的规定范围(图5(B)所示的M)中存在(圆圈数字12)，所以，将其定为无效，即不看作是峰值采样点，于是，不进行阈值的极性更改和相位误差数据更新。即锁存电路225不进行更新，虚拟判断电路224把“L”作为CTL信号进行输出。这时，开关电路227利用从虚拟判断电路224来的控制信号来选择从0发生器229来的其数值与无错误相对应的误差信号，供给到锁存电路228，进行锁存，把该锁存电路228的输出数据作为相位误差信号输出到图2的环路滤波器23。
在下一定时(圆圈数字14)，被检测出的电平如图5(B)所示，因为与定时(圆圈数字12)的值相比，更接近于正的峰值采样点，所以，定时(圆圈数字14)的重采样点的两个相邻位置上的重采样点的各数据的电平差被存储起来，以便用于输出与下一个可能确定的正的峰值重采样点所对应的相位误差数据。也就是说，为了更新数值，虚拟判断电路224把“H”作为CTL信号输出到锁存电路225内。这时，图3的开关电路227利用从虚拟判断电路224来的控制信号来选择输出其值与无错误相对应的误差信号的0发生器229的输出误差信号，并将其供给到锁存电路228进行锁存，把锁存电路228的输出数据作为相位误差信号输出到图2的环路滤波器23。
严格来说，对该(圆圈数字13)和(圆圈数字114)进行说明的动作适用于范围M的内侧所存在的全部点，当然也对上述的⑥、⑦进行，结果相同，没有矛盾。
在图5(B)中标注*的是作为峰值点被检测出的点，可以看出：对⑥和⑦当然消除了误判断，对(圆圈数字12)和(圆圈数字13)也消除了误判断。这样，利用一种采用了动态阈值设定(比较数据)的虚拟判断电路来进行巧妙的控制，在是包括0电平在内的规定范围内的电平(图5(B)所示的M)的情况下，增加一种将其视为无效、即不认为是峰值点的动作，这样，对具有5值以上的局部响应特性的波形，也能以最小的延迟来获得可靠性更高的相位误差信号。
从这种构成的重采样DPLL15输出的重采样数据的眼图示于图6；再供给到图1的均衡器16，进行波形均衡处理后而获的数字信号的眼图示于图7。该图6和图7所示的眼图，纵坐标表示电平；横坐标表示时间。从图6和图7中可以看出：获得了一种不存在正确相位检测所造成的DC摆动等的数字信号。
这样，在本实施例中，通过采用重采样DPLL15，利用全数字构成，能重放数字信号，不再需要以往装置中所必须的模拟VCO。
以下说明相位检测器22的另一实施例。图8表示相位检测器22的另一实施例方框图。在该图中，对于和图3相同的构成部分标注相同的符号，其说明从略。图8的相位检测器22，其特征在于：把运算电路223的输出误差信号分成2路，在到达开关电路227的各传输线路上分别设置了锁存电路230和231。
在该实施例中利用和图3相同的控制方法，根据从虚拟判断电路224来的CTL信号来使锁存电路230和231进行锁存动作。这样，虚拟判断电路224在把视为最正确的峰值重采样点确定为数据值，或者在检测出视为更正确的峰值重采样点之前，一直把已确定的重采样点两侧相邻的重采样点的振幅误差及其反转值保持在锁存电路231、230内，根据虚拟判断电路224的控制利用开关电路227从锁存电路231、230或0发生器229的输出中选择最佳值，作为相位误差信号进行输出。
以下说明在虚拟判断电路224中所用的阈值。在上述实施例的说明中，把虚拟判断电路224中所用的动态设定阈值、即比较数据看作是固定的某一定值进行说明，但是当然也可以根据供给信号的电平或其频率特性，适当地更改其大小。以下说明其内容。
若增大阈值，则难于检测出正和负的峰值重采样点，虽抗杂波能力增强，但当供给的信号的正和负的峰值重采样点的信号电平过小时 (过于平缓时)，可能检测不出来而发生错误。相反，若减小阈值，则容易检测出正和负的峰值重采样点，当供给的信号的正和负的峰值重采样点信号电平过小时(过于平缓时)，也能正确地检测出来，但其缺点是，抗杂波能力减弱，由于误判断，还可能发生错误。
也就是说，阈值的大小相对于信号中所包含的杂波量以及供给的信号的正和负的峰值重采样点的信号电平来说，必须保持某种适当的程度，供给的信号的正和负的重采样点的信号电平与信号整体的电平成正比，并且也受频率特性的影响。正和负的峰值重采样点的信号电平附近因为频率高，所以，其趋势是：若信号的高频成分衰减，则信号电平减小，若高频成分增强，则电平增大。
基本上，预先用自动增益控制电路(AGC)等把电平控制在一定程度上的这种信号供给到重采样DPLL内的相位检测器22。这样一来，阈值的设定不需要很严格地选择。在从记录媒体重放出来的信号的大小和频率特性明显不同的情况下，为了更准确地适应需要，可以采用以下方法。
(1)设置一种对被供给的信号整体的大小(电平)进行检测的装置(例如用峰值保持电路等能够实现)，当信号电平小时，阈值也减小；当信号电平大时阈值也增大。
(2)设置一种对被供给的信号的频率特性进行检测用的装置(例如对高低2种频率成分进行检波，使该电平差与预先设定的值进行比较，或者，通过滤波消去高频成分和低频成分，使该电平差与预先设定的值进行比较，即可实现)当信号的高频成分衰减时，阈值也减小，当高频成分增强时，阈值也增大。通过这种巧妙的控制，即可获得可靠性更高的相位误差信号。
以下说明整个系统的另一实施例。在上述实施例中，在是重采样DPLL15和包括0电平在内的规定范围内的电平(图5(B)所示的M)的情况下，配合将其视为无效的动作、即不看作是峰值重采样点的动作进行了说明。在使用以往的模拟方式的VCO的系统中，在包括0电平在内的规定范围内的电平(图5(B)所示的M)的情况下，当然也可以配合将其视为无效的动作，即不认为是峰值重采样点的动作，该实施例示于图9。对于和图1及图11相同的构成部分标注相同的符号，其说明从略。虚拟判断电路300的一实施例示于图10。在该图中，对于和图3相同的部分，标注相同的符号，其说明从略。在此情况下，因为不存在重采样DPLL15，所以，向虚拟判断电路301中输入采样数据，以代替输入重采样数据。不向延迟元件221、222和锁存电路225供应位时钟(BCLK)，按照从图9所示的VCO407所供给的系统时钟来进行动作。该动作是与图3所示的虚拟判断电路224相同的动作，可获得同样的效果。并且，很明显，电路构成也可以与图8相对应，而不是与图3相对应。其结果，如图5(B)所示，在具有5值以上的局部响应特性的波形中，也能消除误判断。
而且，在上述各实施例中，在上述虚拟判断电路中进行利用阈值的最佳检测，当然，也可以采用其他最佳检测方法，例如，通过用维特比解码理论来表示的动作，来检测视为正确的峰值采样点或峰值重采样点。
再有，在上述各实施例中，在上述虚拟判断电路中进行最佳检测，在不使用此法的系统中，在包括0电平在内的规定范围内的电平(图5(B)所示的M)的情况下，当然，也可以配合不输出上述相位误差信号的动作。例如，利用连续的采样点或重采样点的电平关系，来检测相当于信号峰值的峰值采样点或重采样点，为了减小该峰值采样点或峰值重采样点的两个相邻位置上的采样点或重采样点的电平差。在输出上述相位误差信号进行相位同步的相位同步控制装置中，在被检测的上述峰值采样点或峰值重采样点为包括0电平在内的规定范围内的电平的情况下，不输出上述相位误差信号，而能够进行正确的相位同步。
而且，在上述各实施例中说明了例如象光盘那样适用于录放数字信息信号的录放装置。但本发明并非限于该媒体，只要是采用数字信息信号传输线路的均可适用，当然，也可用于数字VTR录放装置、通信用调制解调器、虚象消除器等信号收发装置等。当然，也可以通过将虚拟判断电路224和例如维特比解码电路并用，来求出视为更准确的重放数字信息信号。
如上所述，采用本发明，把利用重采样DPLL从重放数信号中获得的重采样数据通过均衡器供给到解码器，同时，作为上述重采样DPLL相位检测器的相位误差算法，通过最佳检测来虚拟判断视为最正确的重采样数据值，对该虚拟判断的采样数据两侧的相邻重采样点的各数据电平差进行计算，根据被虚拟判断的值来选择经计算后的电平差或使其极性反转的值或预先设定的值，作为相位误差信号进行输出，这样，利用一种根据相位误差信号使输出信号频率变化的模拟VCO，来改变经A/D变换的重放数字信号的采样频率，即使不采用这种构成也能获得更准确的相位误差信号，所以，可以不使用那种以往需要的外装的模拟VCO，同时能以数字电路来构成全部电路。因此，能使设备更加小型化，并能提高在高频下的动作可靠性。
再者，其特征在于：在利用PR(a、b、-b、-a)等高次局部响应均衡，来重放高密度记录媒体的记录信息的情况下，在通过最佳检测而检测出的峰值采样点或峰值重采样点是包括0电平在内的规定范围内的情况下，进行将其作为无效的检测，即不将其看作是峰值采样点或峰值重采样点的检测，这样仅输出视为更正确的相位误差信号，进行正确的相位同步。并且，若采用本发明，则能提高相位误差信号的可靠性，所以能利用局部响应特性来正确地重放高密度记录信息。