基于频域传递函数估计的多径消减方法 技术领域 本发明涉及一种信号的接收， 特别涉及一种需要区分和估计信号传播路径延迟以 减少多径信号对直达路径时间延迟估计精度影响的方法与装置， 属于通讯技术领域。
背景技术 ：
在利用信号接收， 进行位置测量、 定位过程中， 典型的情况如 GPS 全球定位系统， 信号所经信道的多径特征会引起接收机伪随机扩频码跟踪测量的误差， 从而引起定位误 差。多径对接收机伪随机扩频码跟踪的影响主要在于产生自相关函数畸变， 引起伪随机扩 频码鉴别器的输出锁定在与直达路径定位有一定误差的位置上， 即在某一时刻码跟踪环可 能工作在一个非真实的锁定值上。
通过采取选择具有抑制多径的接收机天线， 使接收机接收的信号主要是直达信 号， 但也仍然存在受到衰减的多径信号。为获得在多径环境下， 真实的直达路径的延迟估 计， 需要估计多径信道的信息以修正或消除多径对码鉴别器的影响。处理方法包括对鉴别 器进行改进使多径对码鉴别器的影响减小 ； 另一种是不改变码鉴别器， 但对码鉴别器的输 出结果进行修正。
在使用后一种方法中， 通过利用接收信号与本地伪随机扩频码的相关获得的 频谱与参考的伪随机码的相关函数的频谱的比值， 可以获得接收信道的特性， 通过反 傅立叶变换运算得到直达信号与多径信号的延迟估计， 如文献 [Chun Yang， Capt.Alec Porter， “Frequency-Domain Characterization of GPS Multipath for Estimation andMitigation” ，ION GNSS 18th International Technical Meeting of the SatelliteDivision， 13-16 September 2005， Long Beach， CA] 叙述了利用求取频域传递函 数来得到多径的估计方法。但正如该文献的实验结果看到的该方法存在以下缺点 ： 一个是 在接收信号的频谱与本地参考信号的频谱相比或相除时会出现 0/0 的情况而出现奇异值， 在有噪声的时候， 该奇异值的范围会进一步扩大， 而这些数据是不可靠的， 从而使该方法在 有噪声的情况下失效 ； 另一个是通过除法获得的多径信道的传递函数的傅立叶变换的分辨 率仅与接收信号的采样率相当， 如 5Mhz 采样率， 分辨率就只有 200ns， 25Mhz 采样率， 分辨率 是 40ns， 这对高精度的测量来说是远远不够的。
发明内容 ： 本发明目的就是提出一种利用接收信号频谱与本地伪随机扩频码频谱 相除获得多径信道频域传递函数， 减少多径对直达路径延迟精确估计影响的改进方法。
为克服上述两个缺点中的奇异值问题采用对接收信号频谱与本地参考伪随机扩 频码频谱相除所获得的频域传递函数值首先进行频域数据平滑， 平滑的点数可以是三点、 五点或其它点数， 然后对奇异值点附近的数据进行删除并就利用其附近的非奇异值进行插 值以获得奇异值附近的数据， 去除奇异值的范围或插值的范围， 可以根据载 / 信噪比情况 进行调整， 载噪比小时应扩大插值范围， 即载噪比小时不可靠的数据范围会增大。
为克服傅立叶变换的分辨率受接收信号采样率决定的缺点， 通过本地产生高采样 率的伪随机扩频码参考数据， 如采样率可以提高到 1Ghz 或更高， 来有效克服。由于伪随机扩频码的产生是通过固定生成多项表达式产生的， 这在进行提高采样率处理时是很容易 的。利用提高了采样率的本地伪随机扩频码为基础， 通过抽取得到与接收信号相同采样率 的本地伪随机扩频码与接收信号进行在频域相除运算后作反傅立叶变换， 对反变换后的时 域信号在时域搜索最强的直达路径信号及对应的延迟并记录下来， 接着在一定范围内以高 采样率如前述 1Ghz 所决定的采样间隔如前述 1ns 移动本地参考伪随机扩频码， 重复与接收 信号频谱相除、 频域传递函数据平滑、 奇异值剔除和内插、 做反傅立叶变换、 搜索最强的直 达信号及对应延迟并记录的过程， 直至完成全部范围内的运算和结果记录， 然后对这些与 搜索范围对应的搜索值记录进行最大值搜索处理， 获得精确的直达信号的延迟值， 这个延 迟值是相对于接收机码锁相环已经锁定的本地伪随机扩频码时间位置的一个精确的修正 值， 该修正值在没有多径信号的情况下应为零， 即最终的直达路径精确延迟是原闭环码锁 定环的锁定的时间延迟与这个精确的时间修正值的代数和。
本发明基于频域传递函数估计的多径消减方法， 其特征在于依次包括以下工艺步 骤：
(1) 采用传统扩频中频数字接收机， 在粗多普勒频偏和码相位信息已获得的情况 下， 闭环载波跟踪环和闭环码跟踪环 ；
(2) 获取数据计算频谱 ：
A、 获取时间长度为 Td 的去除载波的中频数字化多径接收数据 s(nts)， ts 是采样时 间间隔， 利用离散傅立叶变换 (DFT) 计算， S(f) ＝ DFT(s(nts))。
B、 获取时间长度为 Td 的本地伪随机扩频码数据 s0(nts)， 并获得与 s0(nts) 时间 对准的提高了采样率的本地伪随机扩频码数据 s1(kts1)， ts1 是 s1(t) 的采样间隔， 且 ts ＝ d*ts1， d 为正整数， 利用离散傅立叶变换 (DFT) 计算 S0m(f) ＝DFT(s1(nts+mts1)， m 取值范围为 [-d， d].
(3) 利用除法计算频域多径传递函数 ：
H(f) ＝ S(f)/S0(f) ＝ S(f)*S*0m(f)/|S0m(f)|2
(4) 对频域多径传递函数 ： H(f) 进行平滑、 奇异值去除和内插计算得到 H′″ (f)
(5) 对平滑和内插后的频域多径传递函数 H′″ (f) 求逆傅立叶变换或反离散傅 立叶变换 (IDFT) 运算 ： h′ (t) ＝ IDFT(H′″ (f))
(6) 搜索 h′ (t) 的幅度峰值 |h′ (Δτm)| 及其对应的时间 Δτm， 获得直达路径 的时间延迟与本地码发生器锁定位置的时间差 Δτm。 (7) 提高多径分辨率的搜索， 搜索范围是接收信号 s(nts) 采样间隔内高采样率本 地伪随机扩频码 s1(nts+m ts1) 的数目， 即 m 从 -d 开始每次增加 1 直至 d， 如果未完成， m加 1 后回到第 (2) 的 B 步， 接着完成 (3)、 (4)、 (5) 和 (6) 步 ； 如果完成， 则进入第 (8) 步。
(8) 完成搜索 m 取值范围为 [-d， d] 的幅度峰值 |h′ (Δτm)| 中最大幅值对应的 精确时间 Δτmax。
(9) 搜索结果去修正原闭环码锁定环的锁定时间， 即最终的锁定时间为原闭环码 锁定环的锁定的时间延迟与修正值 Δτmax 的代数和。
其中步骤 (2) 中获取的 A、 B 的数据时间长度 Td 为一个伪随机码周期的整数倍， 数
据的点数为表示取小于等于 x 的整数 ；其中步骤 (2) 中 B 的本地为随机扩频码数据是通过已经锁定的已知规律的低采样 率的本地伪随机扩频码 s0(nts) 的相位， 通过已知生成多项式产生的更高采样率的本地为 随机扩频码数据。需要说明的是这个高采样率的本地为随机扩频码数据是很容易产生的， 因为其生成多项式已经知道， 初始状态已知， 随机扩频码数据也仅是 0， 1。
其中步骤 (4) 中的平滑、 奇异值去除和内插运算， 包括平滑运算、 奇异值去除和内 插运算。平滑运算就是对已获得的频域传递函数 H(f) 在频域进行平均， 即为获得中间点的 平滑数据取其周围的数据相加并取算术平均， 所取的周围数据的点数包括被平滑的数据点 数为奇数个数据。奇异值去除和内插运算根据除法获得频域传递函数 H(f) 的除数即本地 为随机扩频码的频域函数 S0m(f) 为零的点的分布进行， 首先计算出 S0m(f) 为零的频率， 接着 删除 S0m(f) 为零的频点及其附近大于和小于该频点各 M 点的取值即每个 S0m(f) 为零的位置 需要删除该数据点周围 2*M+1 个数据， M 为正整数， 然后利用其余未删除的 S0m(f) 数据， 对 已删除的数据进行不等距节点内插， 具体的插值方法可以使线性、 样条函数等。 本发明的实 施例中给出了线性插值的结果。而 S0m(f) 为零的具体频率位置需要根据采样率、 采样数据 持续时间、 本地为随机扩频码的相关函数的特点确定。在实施例中将给出一个具体实例结 果。 本发明基于频域传递函数估计的多径消减方法的优点在于 ：
(1) 克服了频域除法获得传递函数时引起的奇异值影响
(2) 克服了噪声对频域除法获得传递函数的影响
(3) 利用本地已知生成规律的伪随机扩频码的高采样率数据， 通过搜索可获得精 度与所生成高采样率时间相当的多径估计结果， 如高采样率的数据采样时间为 1ns， 则多径 搜索精度可以达到 1ns 以内。
附图说明 ：
图 1， 本发明方法的数据获取与处理背景示意图
图 2， 本发明算法流程图
图 3， 实施例中初始频域传递函数的实部
图 4， 实施例中初始频域传递函数的虚部
图 5， 实施例中初始频域传递函数的模
图 6， 实施例中对初始频域传递函数平滑后的实部
图 7， 实施例中对初始频域传递函数平滑后的虚部
图 8， 实施例中对初始频域传递函数平滑后的模
图 9， 实施例中对平滑后频域传递函数奇异值去除和内插后的实部
图 10， 实施例中对平滑后频域传递函数奇异值去除和内插后的虚部
图 11， 实施例中对平滑后频域传递函数奇异值去除和内插后的模
图 12， 对经过平滑、 奇异值去除和内插后的频域函数的傅立叶反变换
图 13， 精确搜索本地码数据获取过程
图 14， 一条多径下经典方法与精确搜索后的延迟估计误差包络
图 15， 平滑滤波一次的滤波频域特性
图 16， 平滑滤波 10 次的滤波频域特性图 17， 平滑滤波 20 次的滤波频域特性
图中各代号的说明， 1 接收机天线， 2 模拟前端， 3 第一乘法器， 4 第二乘法器， 5积 分清零器， 6 环路滤波及后处理， 7 本地载波信号发生器， 8 本地码发生器， 9 信号处理， 10 算 法开始时已完成接收机的频率锁相环和码锁相环锁定， 11 获取时间长度为 Td 的去除载波 的中频数字化多径接收数据 s(nts)， ts 是采样时间间隔， 12 利用离散傅立叶变换 (DFT) 计 算 S(f) ＝ DFT(s(nts))， 13 获取时间长度为 Td 的本地伪随机扩频码数据 s0(nts)， 并获得 与 s0(nts) 时间对准的提高了采样率的本地伪随机扩频码数据 s1(kts1)， ts1 是 s1(t) 的采 样时间间隔， 且 ts ＝ d*ts1， d 为正整数， 且 s1(nts1) ＝ s0(nts)， k ＝ n*d， 14 利用离散傅立叶 变换 (DFT) 计算 S0m(f) ＝ DFT(s1(nts+mts1)， m 取值范围为 [-d， d]， 15 利用除法计算频域多 * 2 径传递函数 ： H(f) ＝ S(f)/S0m(f) ＝ S(f)*S 0m(f)/|S0m(f)| ， 16 对频域多径传递函数 ： H(f) 进行平滑、 奇异值去除和内插计算得到 H′″ (f)， 17 对平滑、 奇异值去除和内插后的频域 多径传递函数 H′″ (f) 求逆离散傅立叶变换 (IDFT) 运算 ： h′ (t) ＝ IDFT(H′″ (f))， 18 搜索 h′ (t) 的幅度峰值及其对应的时间， 获得直达路径的时间延迟与本地码发生器锁 定位置的时间差 Δτm， 19 提高多径分辨率的搜索， m 搜索范围为 [-d， d] 是否完成？未完 成转入第 13 步， 第 20 完成， 并输出搜索的最大幅值对应的精确偏移时间去修正原闭环码锁 定环的锁定时间位置， 从而求得实际延迟。 图 12 中的 21 表示一个幅度峰值位置， 22 表示一个次幅度峰值位置。图 14 中， 23_1、 23_2 表示接收机的码鉴别器的早迟码间隔为一个码片时间 Tc 的码延迟估计误差包 络， 其中 23_1 表示多径信号与直达信号同相情况， 23_2 表示多径信号与直达信号反相情 况。24_1、 24_2 表示接收机的码鉴别器的早迟码间隔为一个采样间隔时间 ts 的码延迟估计 误差包络， 其中 24_1 表示多径信号与直达信号同相情况， 24_2 表示多径信号与直达信号反 相情况。25_1、 25_2 表示精确搜索后的码延迟估计误差包络， 其中 25_1 表示多径信号与直 达信号同相情况， 25_2 表示多径信号与直达信号反相情况， 接收机的码鉴别器的早迟码间 隔仍为一个采样间隔时间 ts。
具体实施方式 ：
下面结合附图进一步说明基于频域传递函数估计的多径消减方法的实施， 但并不 意味着对本发明内容的任何限制。
附图 1 给出了本发明计算方法获取信号的方法。图 1 中， 接收机天线 1 接收到信 号后， 由模拟前端 2 进行变频成中频、 滤波和模数转换处理， 处理后获得的数字信号由第一 乘法器 3 与本地载波信号发生器 7 的输出进行中频到基带的信号的转换， 第一乘法器 3 的 输出分为两路， 一路送入信号处理 9 进行处理， 另一路送入第二乘法器 4 与本地码发生器 8 的输出进行相乘获得解扩的信号， 解扩信号送入积分清零器 5 进行滤波处理， 即在规定的 积分时间后输出积分值并对积分器清零， 积分清零器 5 的输出送入环路滤波及后处理 6， 环 路滤波及后处 6 理一方面产生控制数据输入到本地载波信号发生器 7 以控制其载波频率和 相位， 另一控制数据输入到本地码发生器 8 以控制其码产生的相位与接收机天线 1 接收到 信号中的伪随机扩频码同步， 另一方面对积分清零器 5 送入的数据进行解码获得数据与信 号处理 9 送来的数据一起被处理获得有效的输出信息。本地码发生器 8 的另一路输出被送 入信号处理 9 作为本发明方法的本地参考数据被处理。信号处理 9 中将完成图 2 所示步骤的处理， 包括 ： 步骤 10 算法开始时已完成接收 机的频率锁相环和码锁相环锁定， 即载波频率和相位已基本同步， 本地伪随机扩频码已与 接收信号的伪随机扩频码同步在一个码元时间的几分之一以内。这时进行步骤 11 获取时 间长度为 Td 的去除载波的中频数字化多径接收数据 s(nts)， ts 是采样时间间隔， 对获取的 s(nts) 进行步骤 12 利用离散傅立叶变换 (DFT) 计算 S(f) ＝ DFT(s(nts))， 在进行步骤 11 获取时间长度为 Td 的去除载波的中频数字化多径接收数据 s(nts) 的同时进行步骤 13 获取 时间长度为 Td 的本地伪随机扩频码数据 s0(nts)， 并获得与 s0(nts) 时间对准的提高了采 样率的本地伪随机扩频码数据 s1(kts1)， ts1 是 s1(t) 的采样时间间隔， 且 ts ＝ d*ts1， d 为正 整数， 且 s1(kts1) ＝ s0(nts)， k ＝ n*d， 在本步中伪随机扩频码从本地码发生器 8 得到的是 s0(nts)， 即采样时间间隔为 ts， 将采样率提高 d 倍， 可通过已知的本地码发生器 8 的产生公 式和初始条件获得 s1(kts1)， s1(kts1) 与本地码发生器 8 得到的 s0(nts) 相关后的相关峰值点 就是 s1(kts1)) 与 s0(nts) 的对准点并用 s1(kts1) 作后续的计算。注意， s1(kts1) 与本地码发 生器 8 得到的 s0(nts) 相关运算时， s1(kts1) 每次移动的时间是 ts1， 但与 s0(nts) 相关时取样 间隔为 ts。 具体见后面图 13 的说明。 完成步骤 13 获取时间长度为 Td 的本地伪随机扩频码 数据 s1(kts1) 后， 进行步骤 14 利用离散傅立叶变换 (DFT) 计算 S0m(f) ＝ DFT(s1(nts+mts1))， m 取值范围为 [-d， d]， 在完成步骤 12 利用离散傅立叶变换 (DFT) 计算 S(f) ＝ DFT(s(nts)) 和步骤 14 利用离散傅立叶变换 (DFT) 计算 S0m(f) ＝ DFT(s1(nts+mts1)) 后进入步骤 15 利 用除法计算频域多径传递函数 ： H(f) ＝ S(f)/S0m(f) ＝ S(f)*S*0m(f)/|S0m(f)|2， 步骤 16 对 频域多径传递函数 ： H(f) 进行平滑、 奇异值去除和内插计算得到 H′″ (f)， 具体的平滑和 内插方法见后面详述， 然后进行步骤 17 对平滑、 奇异值去除和内插后的频域多径传递函数 H′″ (f) 求逆离散傅立叶变换 (IDFT) 运算 ： h′ (t) ＝ IDFT(H′″ (f))， 然后进行步骤 18 搜索 h′ (t) 的幅度峰值及其对应的时间， 获得直达路径的时间延迟与本地码发生器锁定 位置的时间差 Δτm， 用此偏移修正码锁相环锁定的时间位置， 从而求得实际延迟。步骤 19 提高多径分辨率的搜索， m 搜索范围 [-d， d] 是否完成？即 m 从 -d 开始， 到 -d+1，…， d-1， d 是否完成， 未完成转入步骤第 13 步， 在第 13 步中获得的 s1(nts+m*ts1)， 其初始位置每次被 向前或向后移动一个采样时间 ts1， 由 m 决定最终移动的时间间隔 ts1 数目， 以这个新移动时 间起点作为第一个数据， 间隔 d 个数据抽取一个点得到新的 s1(nts+m*ts1)， 接着进行后续的 14、 15、 16、 17、 18 步骤， 步骤 20 完成， 即 m 的取值范围已经完成， 并输出搜索的最大幅值对应 的精确时间搜索结果， 该结果输入到环路滤波及后处理 6 去修正原闭环码锁定环的锁定时 间。
频域传递函数 H(f) 的平滑和插值 ：
频域平滑 ： 为后续去除由于除法引起的奇异值做准备， 采用如下的平滑方法 ：
对在采样率为 fs ＝ 1/ts 下， 由频域除法获得的频域传递函数数据 H(nΔfs)， n＝ 0， 1，…， N。
采用 5 点滑动平均输出 H′ (nΔfs)， n ＝ 0， 1，…， N。
由于式 (1) 具有对称性， 平滑输出不会对原数据产生相移， 因此不会影响延迟的 其滤波特性为 ：估计。
如果一次平滑不能满足要求， 可使用级联方式连续平滑 ：
图 15、 图 16、 图 17 分别给出了 (7) 式中 p ＝ 1、 p ＝ 10 和 p ＝ 20 的平滑滤波频域特性。 奇异值去除和频域内插 ： 频域内插过程就是在平滑后对奇异点进行去除和用周围 的非奇异值数据点内插出去除的奇异值点。根据已知的伪随机序列的参数、 采样率和采样 持续时间或相关积分时间可得到奇异值发生的位置。本实施例利用 GPS 的 C/A 码情况。对 GPS 的 C/A 码其码片宽度为 Tc ＝ 1/1.023us， 则其自相关函数 C0(τ) ＝ IDFT{|S0(f)|2} 的
归一化自相关函数
表示为 ：
其傅立叶变换 (FT) 为 ：
k0 是归一化常系数。显然， 式 (9) 在 πfTc ＝ ±kπ， k ≠ 0， k ＝ ±1， ±2，… (10) 即
位置会出现归一化自相关函数的傅立叶变换 C0f(f) ＝ 0， 从而在使用式 做除法时会出现奇异值， 在本实施Tc ＝ (1/1.023)us， 采样了 Td 例中， 信号以 25Mhz 采样， 采样时间间隔 ts ＝ 1/25Mhz ＝ 40ns， ＝ 1ms 的时间共计 利叶变换时离散频率间隔为 个数据， 表示取小于等于 x 的整数， 当利用离散傅 而在 即在 f*Td ＝ k*1023谱线位置会出现奇异值， 因此可以在 Td 和 Tc 确定后对 C0f(f) 出现奇异值的位置将这些奇 异值去除， 并用周围非奇异值对去除的值进行插值。特别由于噪声的影响， 奇异值不再只 局限于 的位置， 这些奇异值位置附近也会受影响， 因此实际中应去除奇异值位置为中心的周围一定范围的值， 本实施例中去除了 外， 附近各 M ＝ 50 个数据也将被作为不可靠数据去除， 即比如 k ＝ 1， 将除去的谱线范围为 ： 的附近即 1023-50， 1023-49，…， 1023+49， 1023+50， 共计 2*M+1 ＝ 101 个数据点被去除。对其它的 k 值也类似处理， 去除奇异值的频域传递函数为 H″ (f)， 然后用周围的非奇异值插值出所有去除的值。设内插处理为影射 INTERP(.) 则有最后输出 为：
H′″ (nfs) ＝ INTERP(H″ (nfs)) (12)
本实施例中使用不等距节点内插方法具体使用的是线性插值， 插值出去除的奇异 值。由于这种数学方法已是一种经典的方法这里就不详述。
下面给出本实施例的一些结果， 需要说明的是本实施例并不意味着对本发明的任 何限制。接收信号是 GPS 的 C/A 伪随机扩频码信号其生成多项式、 初始状态由于均公开可 查这里不再赘述， 所用卫星号为 2 号， 在接收机闭环前已完成状态搜索， 因此本地码生成的 状态已知。接收信号采样率 25Mhz， ts ＝ 1/25us ＝ 40ns， C/A 码片时间 Tc ＝ (1/1.023)us， 采样了 Td ＝ 1ms 的时间共计 25000 个数据， 需要注意的是 Td 取值应是本地为随机扩频码的 周期的整数倍， 如 C/A 码的周期是 1ms， 故应取 1ms 的整数倍， 1ms、 2ms、 3ms 等等， 这里 Td 取 1ms。本地为随机扩频码 s0(n ts)， n ＝ 1， 2，…， 25000。提高采样率的本地为随机扩频码 在接收机接收到的信号 s(n ts) 具有直达信号和一条相对直达信号延迟为 900ns、 幅度相对直达信号幅度衰减 7dB 的多径信号， 载噪比为 40dB-hz。求 S(f) ＝ DFT(s(nts))， S0m(f) ＝ DFT(s1(nts+mts1)， m 取值范围为 [-40， 40]. 求 出频域传递函数 图 3 表示频域传递函数的频谱实 部， 图 4 表示频域传递函数频谱的虚部， 图 5 表示频域传递函数频谱的模。图 3、 4、 5 的横轴 表示频域的离散点数， 纵轴表示幅度。 可以看到由于噪声和奇异值的影响， 使频域传递函数 频谱的许多数据无法使用。接着对频域传递函数 H(f) 的频谱进行平滑处理， 平滑处理的平 均点数为 5， 级联处理的阶数为 20 即式 (7) 中的 k ＝ 20， 得到平滑处理后的频域传递函数 H′ (f)。图 6 表示对频域传递函数的平滑处理后频谱 H′ (f) 实部， 图 7 表示频域传递函 数的平滑处理后频谱 H′ (f) 的虚部， 图 8 表示频域传递函数的平滑处理后频谱 H′ (f) 的 模。可以看到平滑处理后， 频域传递函数的噪声被消弱， 同时奇异值的幅度亦受到抑制， 但 传递函数的真实值部分、 并未受到影响。接着对平滑后的数据进行奇异值的去除和内插处 理， 对其奇异值的去除和内插处理结果 H′″ (f) 为图 9 表示对频域传递函数的奇异值去除 图 10 表示频域传递函数的奇异值去除和内插处理后频 和内插处理后频谱 H′″ (f) 实部， 谱 H′″ (f) 的虚部， 图 11 表示频域传递函数的奇异值去除和内插处理后频谱 H′″ (f) 的 模。可以看到已经获得了真实的频域传递函数。对上述处理后的多径传递函数 H′″ (f) 做反离散傅里叶变换得到图 12， 可看到在以第一条谱线为参考， 在标号为 21 处即第二条谱 线处有一幅度峰值表示接收信号相对本地伪随机扩频码位置有一延迟 40ns 的直达路径， 因为谱线的时间间隔为采样时间间隔 ts ＝ 1/25Mhz ＝ 40ns。 在标号 22 处即第 24 条谱线处 有一次幅度峰值， 表示接收信号相对本地伪随机扩频码位置有一延迟 920ns 的多径信号。
多径分辨率的提高 ：
前面的讨论虽然解决了利用频域除法获得有效的频域多径传递函数， 并由反傅立 叶变换获得多径的分布情况， 但是由于对定位精度有重要影响的是与直达路径信号延迟一 个码片内的多径信号， 接收信号的采样率只有 25Mhz， 意味着前面方法的多径分辨间隔只有 40ns 左右。为提高多径间隔的分辨率， 本实施例通过提高本地伪随机码的采样率由原来的 因为本地伪随机 ts ＝ 1/25Mhz ＝ 40ns 提高至 ts1 ＝ 1/1000Mhz ＝ 1ns。这是很容易做到的， 码扩频码在实施例中为 GPS 的 C/A 码的产生公式、 初始条件和接收机本地码的位置均已经 知道。图 13 中， 图 13B 表示实际接收数据位置， 数据间隔时间为采样时间间隔本实施例中 为 40ns， D 是 s0(n(d*ts1)) 的数据位置， 其数据间隔更窄， 具有更高的采样率， 本实施例 ts1 ＝ 1/1000Mhz ＝ 1ns， 即本实施例中 d ＝ 40。 在第 15 步的利用除法计算频域多径传递函数 ： * H(f) ＝ S(f)/S0m(f) ＝ S(f)*S 0m(f)/|S0m(f)|2 运算时， s1(nts+mts1) 可以采用向前搜索即 A 所示， 其数据均取自 D， 或向后搜索即 C， 其数据也取自 D。 比如向前搜索 1ns， s1(nts+mts1) 取 D 数据相对接收数据位置前 1ns 为起始点， 然后每间隔 ts ＝ 1/25Mhz ＝ 40ns ＝ 40*ts1 取一 个数据获得向前搜索的 s1(nts+ts1)， 其它情况可类似获得。这样经过搜索可获得数据 D 的 时间间隔的时间分辨率。搜索范围由接收数据 B 的时间间隔与本地数据 D 的时间间隔之比 d ＝ 40 决定， 即将接收数据的时间间隔细分为更精细的本地数据 D 的时间间隔。图 14 给 出了一条多径下精确搜索后的延迟估计误差包络， 图中横轴表示多径与直达路径延迟间隔 单位为纳秒 ns， 纵轴表示直达路径延迟估计误差单位为伪随机码码片时间 Tc ＝ (1/1.023) us。其中图 14 中 23_1 和 23_1 的曲线表示， 接收机的码鉴别器的早迟码间隔为一个码片时 间 Tc ＝ (1/1.023)us 时码延迟估计误差， 图 14 中的 24_1 和 24_2 曲线表示接收机的码鉴别器的早迟码间隔为一个采样间隔时间 ts ＝ 1/25Mhz ＝ 40ns 时码延迟估计误差， 图 14 中 的 25_1 和 25_2 曲线表示经过精确搜索后的码延迟估计误差。正负延迟估计误差表示多径 与直达路径同相和反相的极端情况下的绝对值最大时的延迟估计误差， 即延迟估计误差包 络。本实施例可看到经过精确搜索后的直达路径延迟估计可以达到 ±1ns。